通信技術基礎教材:

<<現代通信原理>>

陶亞雄主編參考書:1.<<通信原理教程>>樊昌信等編著

2.<<通信原理>>王秉均等編著

3.<<通信原理及系統實驗>>樊昌信等編著計劃學時:講授52,實驗8,綜合實訓20.任課教師:馬聲全第一章序論1.1.1通信的定義通信指:信息的傳遞過程.本書給出了三種定義敘述(見P1,11行,19行和21行).1.1.2通信的方式

1.按信息在信道中的傳輸方向通信可分為:單工通信,半雙工通信和全雙工通信.(P2,2行)發送單向通道接收雙向通道雙向通道發送接收發送接收接收發送接收發送同頻(或同波長)的信號不能同時雙向傳輸.半雙工2.串行與并行傳輸(按編碼的傳送方式區分)發送端DTE接收端DTE發送端DTE接收端DTE...

01

101110碼組(或碼字,或字符)碼元碼字由碼元組成0110111001101110

串行傳輸中，收發雙方必須要保持位同步和字同步，才能在接收端正確恢復原始信息。。并行傳輸中，構成一個編碼的所有碼元都是同時傳送的，碼組中的每一位都單獨使用一條通道,因此不存在字同步問題.TS3.同步與異步傳輸(按是否要求收發同步區分)

異步傳輸:發端預先將數據分組,并在每組數據的前后安置起始位和停止位.允許各組數據以不同的速率傳送.收端根據起始位和停止位識別數據組.這種傳輸方式的優點是簡便而靈活.缺點是傳輸效率低.起始位校驗位停止位(1,1.5,2數據寬度)5–7數據位奇偶校驗或不用

同步傳輸:發端用定時信號控制數據勻速發送,數據長度以幀為單位,只在每幀的前后加SYN(同步)標記.收端從接收信號中提取定時,達到收發同步.同步傳輸比異步傳輸的傳輸效率高得多,更適合高速數據傳輸.SYN幀定位字段控制字段控制字段數據字段(接下一幀)

異步傳輸不要求位同步和字同步.4.兩點間直通、分支和交換傳輸按信息在通信網中的傳遞方式，可將信息傳輸方式分為兩點間直通、分支和交換傳輸（P4，倒10行）1.1.3通信發展史(自行閱讀)1.2通信系統的基本概念1.2.1信號及分類1.消息,信息與信號消息:指用戶要求傳送的語音,文字,數據和圖象以及它們的各種組合.

信息:是消息的抽象.

信號:是信息經物理變換后的電磁表示形式.

2.模擬信號與數字信號變換器信息電信號f(t)(又稱為基帶信號)f(t)一般是以時間t為自變量,以信號的電平(電壓或電流的大小)為因變量的函數.因變量連續取值的電信號稱為模擬信號.因變量只能取若干離散值的電信號稱為數字信號.0tu(t)0tu(t)0tu(t)0tu(t)模擬模擬(PAM)數字(2進制)數字(4進制)自變量連續取值自變量連續取值自變量連續取值自變量離散取值1.2.2通信系統的構成噪聲源信道變換器信源反變換器信宿圖1.7通信系統模型消息消息適于信道中傳送的信號請看P8-P9講話者送話器調制器語音聲波基帶信號已調載波信道實用模擬通信系統的變換器(又稱信號處理設備)包含兩層功能:(1).將信息變成基帶信號;(2).用基帶信號調制高頻載波形成已調載波信號.3.數字通信系統講話者聽話者噪聲源再編碼調制器解調器再解碼聲電電聲模數數模編碼解碼解密加密信道變換器反變換器圖1.9數字系統的變換器(信號處理設備)比模擬系統的復雜得多.“復雜”的代價換取了如下優點(P9)

(1)

有再生功能,傳輸距離遠;(2)可采用差錯控制編碼,抗干擾能力強;(3)便于計算機作信號處理;(4)易于加密處理;(5)易于集成化.突出缺點是占用頻帶寬.數字再生原理示意011010再傳輸再生t信號在傳輸過程中不可避免地會出現衰耗和畸變模擬傳輸失真無法復原數字傳輸011010判決電平

011010tt電平發送端接收端1.2.3通信系統的有效性與可靠性有效性指傳輸的效率問題;可靠性指接收信息的準確程度.這兩個指標對系統的要求常常是相互矛盾的.(P10,1-2行)模擬系統的有效性用系統的有效傳輸頻帶寬度來表示.信號傳輸所用的頻帶越窄,有效性越好.數字系統的有效性用信息傳輸速率來衡量.傳輸速率越高,有效性越好.數字信號的傳輸速率分碼元速率(RB)和信息速率(Rb).

碼元速率RB又稱傳碼率,指每秒傳送的碼元個數,單位為B/s.

信息速率(Rb)又稱比特率,指每秒傳送的信息量,單位為b/s.

Rb

與RB的換算關系為:

(N為數字信號的進制)有效性更全面的衡量指標是頻道利用率η,其定義為:單位時間單位頻道上傳輸的信息量.η指標的單位為bit/s.Hz.可靠性是關于信息傳輸質量的指標.模擬通信系統的可靠性用系統的輸出信噪比(S/N)out衡量.(S/N)out越高,通信質量越好數字通信系統的可靠性用差錯率衡量.差錯率又分誤碼率Pe和誤比特率Pb.定義:

Pe=(傳錯的碼元個數)/(傳輸的碼元總數)

Pb=(傳錯的比特數)/(傳輸的比特總數)現代實際數字通信系統絕大多數采用二進制數字信號,即N=2,因此RBN=Rb.Pe=Pb

.1.3通信的頻段劃分見表1.11.4現代通信的發展方向光纖通信,移動通信和衛星通信構成了現代通信的主體,在功能上各有自己的優勢.習題一:一.5.二.8,10,11.四.21,22,23,24,27.第二章模擬調制系統基帶傳輸頻帶傳輸數字傳輸模擬信號傳輸:以信息變換成的原始電信號(稱為基帶信號)在信道中傳輸.:以基帶信號調制載波得到的已調信號(稱為頻帶信號)在信道中傳輸.:以基帶信號經A/D變換后得到的數字信號在信道中傳輸.2.1調制的功能及分類2.1.1調制的概念模擬信號的基帶傳輸方式的缺點是傳輸距離非常有限.這是因為基帶信號的頻率很低,在信道中的吸收損耗很大.通常只用于設備內部.P16只在頻帶傳輸方式中存在載波調制.什么是調制?

調制:將基帶信號刻畫在載波信號上的過程.載波信號:實用的載波信號是高頻簡諧震蕩.其表示式為振幅Ac,(圓)頻率,相位是它的3個特征參量.調制信號:f(t).來源于信息.信息是多種多樣的,因此f(t)的數學表示不是象載波信號那樣取固定的形式.定理:任意復雜的波形都可以表式成一組簡諧波的線性疊加.60多年前這還只是一個猜想,1953年由物理學家和數學家希爾伯特(Hilbert)和狄里赫利(Dirihler)予以了嚴格的數學證明.數學命題:任意一個函數在任何區間內都可以用一組正交歸一的完全函數集來表述.后來,又證明:可以用來表述任意函數的函數集有多種形式.有關理論稱為付里葉分析,正交歸一的完全函數集稱為付里葉級數.在電子信息技術中運用最普遍的付里葉級數有3種形式:

(1)余弦級數形式(2)三角級數形式(3)指數級數形式而且這三種形式是等效的,即它們之間有明確的公式進行轉換付里葉變換變換反變換信號的時域表示信號的頻域表示波形函數頻譜函數信號存在二重屬性:時域特性f(t)和頻域特性F(ω).同一信號的f(t)和F(ω)有確定的變換關系式.f(t)描述信號的電平隨時間的變化,即信號的波形.F(ω)描述信號的電平隨頻率的變化,即信號包含的各種頻率成分的強弱分布.AM,FM和PM

使載波信號的振幅,或頻率,或相位隨調制信號f(t)變化就分別稱之為調幅(AM),調頻(FM)和調相(PM).調制理論討論的主要問題已調信號的表示式.即SM(t)=?已調信號的頻譜寬度.B=Δf=Δω/2π.已調信號的功率.用于討論實現調制和解調的方案用于討論無畸變傳輸,信道必需提供的帶寬.用于討論傳輸信號的效率,信噪比,功率的頻譜分布.2.2線性調制系統-----模擬信號調幅2.2.1常規雙邊帶調制指f(t)疊加一個直流分量后去控制載波的振幅.(P18,19行)1.調幅信號的表示式(2-1式)先討論最簡單的情況,設f(t)為單頻余弦函數:(2-2)為后面書寫簡單,通常取Ac=1,φ0=0,則f(t)0t基帶信號0tf(t)+AAA+Am調制信號=基帶信號+直流分量uc(t)0t載波信號t0SAM(t)已調載波(頻帶信號)包絡稱為調幅指數或調幅度2.SAM(t)的頻譜ω幅度AAmωcωm調制前Am/2幅度Aωcωc-ωmωωc+ωmB調制后如果f(t)含有ωm和ωn兩種頻率成分可見,f(t)每多一種頻率成分,SAM(t)的頻譜就在載頻的兩側對稱地增添了與該頻率成分線性相關的一對譜線.ω幅度Aωc調制前f(t)的頻譜B=fmaxω幅度Aωc調制后B=2fmax已調信號的頻譜fc

-fmaxfc

+fmax3.SAM(t)的功率和效率已調信號的功率PAM定義(見P21)(2-10)信號功率調制效率η的定義見第7行.(2-11)當調制信號為單頻余弦信號時4.AM的調制與解調(的實現方法)調幅指數(或稱調幅度)的范圍:0＜mA≤1(見P19,第9行)∴ηmax=1/3=33%f(t)AcosωctSAM(t)根據(2-1)式圖2.5SAM(t)檢波低通濾波f(t)圖2.6(a)包絡檢波例如用二極管單向導電t0SAM(t)已調載波(頻帶信號)f(t)本地cosωctSAM(t)低通濾波圖2.6(b)相干檢波2.2.2抑制載波的雙邊帶調制(DSB)見P23SDSB(t)是SAM(t)當A=0時的特例.即調制信號不疊加直流分量.已調信號SDSB(t)表示式變為(2-14)SDSB(t)的頻譜仍然可以看成調制信號頻譜的線性搬移,仍然存在上下兩個對稱的邊帶,頻譜寬度還是B=2fmax.只是處于對稱中心的載頻譜線ωc消失了.所以稱為“抑制載波的雙邊帶調制”由于(2-11)式中的A=0,DSB的調制效率η=100%.SDSB(t)的包絡(由于調制過深而變形)不再與f(t)的波形相同.因此不能再用包絡檢波,只能采用如圖2.10調制和圖2.11的相干解調.tf(t)00tuc(t)0tSAM(t)圖2.7包絡不是f(t)(假定為單頻信號)載波頻率成分消失了.2.2.3單邊帶調制(SSB)和殘留邊帶調制(VSB)1.SSB調制ω幅度AωcB=2fmax已調信號的頻譜(a)常規調幅(AM)的頻譜幅度ωAωcB=2fmax已調信號的頻譜(b)DSB的頻譜ωAωcB=2fmax已調信號的頻譜(C)SSB的頻譜B=fmaxSSB調制的優點是譜寬縮小了一半.SSSB(t)的表示式為(2-27)或(2-28).SSB調制的實現辦法1.濾波法.如圖2.13,但對帶通濾波器的要求高.2.移相法.如圖2.14(2-17)(2-18)±π/2相移相移-π/2~SHSB或SLSB圖2.14相移法形成單邊帶信號2.殘留邊帶調制(VSB)電話,電報和電視信號的頻譜都含有豐富的低頻成分.因此上下邊帶實際上很難完全分開.幅度ωAωcB=2fmax

DSB的頻譜上下邊帶靠的很近理想BFP的頻率響應VSB實際使用的BFPVSB實際使用的帶通濾波器(如圖示意)包容了下邊帶的一部分信號,同時還可能丟失一部分上邊帶信號.VSB的BFP是經過精心設計的,它具有互補對稱特性.(P27)完成傳輸后,再復制出另一半殘留邊帶,兩者疊加的結果便可恢復出完整的F(ω).BSSB<BVSB<BDSB所以稱VSB為一種折中方案為什么把模擬調幅稱為線性調制?(P18)線性調制:已調信號的頻譜和調制信號的頻譜之間呈線性關系.即已調信號和調制信號的頻譜結構相同,只是譜線的位置發生了線性搬移.所有的模擬調幅(包括常規雙邊帶調幅(AM),抑制載波的雙邊帶調幅(DBS),單邊帶調幅(SBS),殘留邊帶調幅(VBS))都是線性調制.C2習題:15，16，19，21，23，34，38，41，44。2.3非線性調制系統----模擬信號的角調制2.3.1一般概念(P27)什么是角調制?(P27倒3行)載波振幅不變;瞬時頻率或者相位隨f(t)變化.角調制為什么是非線性調制?(P28第2行)模擬調頻與模擬調相有怎樣的關聯性?已調信號的頻譜結構與調制信號的頻譜結構不同,出現了很多新的頻率成分.

AM信號的頻率ωc,(ωc+ωm),(ωc-ωm),……是不隨時間改變的常量.FM信號的頻率是隨f(t)變化的瞬時頻率頻率的改變又必定造成相位變化,它們的關系為:2.3.2頻率調制(FM)定義:使載波信號的瞬時頻率隨調制信號f(t)線性變化稱為FM.一.FM信號的表示式(P28)未被調制的載波信號的頻率為ωC(常數).FM調制后載波信號的頻率為ω(t)式中kFM稱為頻偏指數.(2-22)(2-24)頻偏頻偏指數瞬時頻率1.窄帶調頻(NBFM)令并將(2-25)式用合角公式展開∴已調信號(FM調制后載波信號)的表示式為:(2-25)FM調制后載波信號的相位為θ(t)二.FM信號的頻譜當相位偏移為窄帶調頻.不滿足上式時則為寬帶調頻.(2-30)(2-31)Φ(t)很小情況下允許近似:∴(2-32)近一步地討論需要明確調制信號f(t)的具體形式.(1).設調制信號為單頻余弦波:0ωSFM(ω)ωc(ωc-ωm)(ωc+ωm)上式的結果表明已調信號存在3根譜線:載波和上下邊頻.其中下邊頻的箭頭朝下表示它與上邊頻是反相的.B=2fm

(2)在頻偏指數極小的前提下,如果f(t)為多個頻率和振幅不同的正弦或余弦函數的線性組合.已調信號的頻譜將如圖(b)(譜線不加箭頭,只表示幅值).頻譜是以載頻為中心,左右對稱的.(a)∴B=2fmax0ωSFM(ω)ωc(ωc+ωmax)(ωc-ωmax)fmax是調制信號f(t)中的最高頻率成分.(b)NBFM信號的占有帶寬與AM的相同2.寬帶調頻(WBFM)不滿足:Φ(t)<<π/6的情況下,為WBFM.前面使用的近似不再成立.其原理的數學描述變得非常復雜.討論需退回到(2-31)式重新開始設調制信號為單頻余弦波:=βFM為書寫簡單,定義調頻指數βFM,,則(2-34)利用貝塞爾函數展開式(2-35)和(2-36),可將上式寫成(2-40)已調信號的頻譜結構ωωCωc+ωmωc-ωmωc+2ωmωc-2ωm從原理上講WBFM信號的頻譜寬度將趨于∞,但仔細研究貝塞爾函數的特點,還有繼續討論的余地.ωmJm(βFM)βFM

12345678910111200.5-0.51.0前幾階貝塞爾函數曲線J0(βFM)J1(βFM)J2(βFM)J3(βFM)第一類貝塞爾函數表Jn(β)

n

β

=0.1

β

=0.5

β

=1

β

=2

β

=5

β

=10

0

0.9975

0.9385

0.7652

0.2239

-

0.1776

-

0.2459

1

0.0499

0.2423

0.4401

0.5767

-

0.3276

0.04347

2

0.03125

0.1149

0.3528

0.04657

0.2546

3

0.01956

0.1289

0.3648

0.05838

4

0.0340

0.3912

-

0.2196

5

0.2611

-

0.2341

6

0.1310

-

0.01469

7

0.05338

0.2167

8

0.01841

0.3179

9

0.2919

10

0.2075

11

0.1231

12

0.06337

表中的β即為調制指數從此表可看出n>(β+1)階時,Jn比J0已小1個數量級可見,實際工程中并不需要考慮太多高階譜線.SFN(t)的譜寬按卡森公式計算(它已包含了已調信號90%以上的功率):(2-42)例2.1設一個由10kHz的單頻信號調制的調頻信號,其最大頻偏Δfmax=40kHz,試畫出該調頻信號的頻譜,并求出其載波分量以及前5階邊頻分量的功率之和.解:由卡森公式可得調頻指數為再查貝塞爾函數表(P31)∴調頻信號的頻譜只需考慮到βFM+1=5階ω-0.40.07-0.070.360.360.43-0.430.280.280.13-0.13B/2=50kHz5×10kHz分別求頻譜分量的功率三.FM信號的產生與解調分直接法與間接法兩種.壓控振蕩器VCOf(t)FM信號直接法產生調頻信號積分器調相器f(t)SFM(t)圖2.22間接調頻限幅帶通微分器包絡檢波低通濾波SFM(t)(2-43)鑒頻器(2-44)圖2.23調頻信號的鑒頻解調帶通微分帶通SNBFM(t)-sinωct(2-45)(2-46)圖2.24窄帶FM信號的相干解調2.3.3相位調制(PM)相位調制的定義是:使載波信號的相位隨調制信號線性變化.調相信號的表示式PM與FM的關系調頻信號的表示式(2-47)(2-25)可見,將調制信號先作積分處理,再調相,必定也可得到調頻信號.這就稱為間接調頻..反之將調制信號先作微分處理,再調頻,必定也可得到調相信號.微分器調頻器f(t)SPM(t)圖2.25間接調相f(t)調制信號R積分電路CRFCFM輸出+V0Uc載波信號C1C2LCj

變容二極管間接調頻電原理圖積分器調相器f(t)SFM(t)2.4模擬調制系統的抗噪聲性能(P35,16行)雙邊帶相干解調的輸出信噪比為:(2-69)單邊帶相干解調的輸出信噪比為:(2-73)FM非相干解調的輸出信噪比為:(2-78)(P37倒2行)P49.題2.24第3章數字基帶調制與傳輸3.1

數字基帶信號的碼型及其功率譜直接由信息轉換成的電脈沖信號稱為數字基帶信號.數字基帶信號由于低頻(甚至包含直流成分)成分豐富,受信道的衰耗和干擾顯著,因此不適宜直接在信道中傳輸.一般數字基帶信號的直接傳輸只用于設備內部(距離很短).數字基帶信號傳輸性能的好壞與其碼型有直接關系,選擇碼型時考查的內容見P54的五條內容.本節的重點內容是:常用數字基帶信號的編碼規則及其功率譜.3.1.1～3.1.5一，常用二元碼單極性NRZ碼雙極性NRZ碼雙極性RZ碼單極性RZ碼傳號差分NRZ(M)碼空號差分NRZ(S)碼11101001000110圖3.1常見的二元碼波形編碼規則高電平表邏輯“1”,零電平表邏輯“0”.00A+A-A+A表邏輯“1”,

-A表邏輯“0”.NRZ的“A”變成“10”,“0”不變.雙NRZ的“+A”變成“10”,“-A”變成“-10”.相鄰碼元發生變化表邏輯“1”,不發生變化表邏輯“0”,相鄰碼元不發生變化表邏輯“1”,發生變化表邏輯“0”,數字信息:表示兩種狀態的隨機出現絕對碼{an}相對碼{bn}bn-1+bn=anbn-1+bn=an二.兩種重要的三元碼1.傳號交替反轉(AMI)碼11010000001001000001+VAMI碼NRZ碼HDB3碼破壞點破壞點相同B相反相同保持反轉關系圖3.5AMI和HDB3碼的波型AMI碼的編碼規則:空號為0電平,傳號交替用50%占空比的雙極性歸零碼的+1和-1.2.三階高密度雙極性(HDB3)碼給出一個二進制碼系列,如何畫出其相應的HDB3碼波形?第1步:先畫出相應的AMI波形,不出現4個及以上連0段的HDB3與AMI波形相同.第2步:找出長連0碼,第4個0碼為破壞點(V).第1個V的極形與其前最近的非0碼的極形相同.第2個V的極形與第1個V的極形相反(所有V碼依次為反轉關系).第2個V的極形還要求與其前最近的非0信碼的極形相同.如果實際情況不滿足此要求,則在非0信碼之后增添一個“補信碼B”.第2個V碼后的其它信碼要保持與B碼依次反轉關系,不滿足此關系時后面的信號要予以修改.第3步:檢驗(1)所有V碼間是否依次為反轉關系;(2)所有非0信碼(包括補信碼B)間是否依次為反轉關系.否則表明有錯.例題3.1:試畫出與二進制碼系列100001000011000011相應的HDB3碼波形.100001000011000011AMI碼HDB3碼(看P59)例題3.2:已知信息代碼為100000000011,求相應的AMI,HDB碼.并畫出相應的波形.100000000011AMI碼HDB3碼+V+V-VB-B+V-V+1000000000-1+1+1000+V-B00-V0+1-1三.數字基帶信號的功率譜1.非歸零單極性碼系列的功率譜從普遍適用的二進制信號(假定1,0等概率出現)的功率譜公式出發(3-7)設二元碼表達式為:gn(t)=g1(t-nTs),an=1g2(t-nTs),an=0(3-8)式中G1(f)和G2(f)分別為g1(t)和g2(t)的付氏變換.對于單極性NRZ碼,傳號為矩形脈沖,∴g1(t)=A,g2(t)=0.相應地,G2(f)=0.上式便簡化成(3-9)稱為抽樣函數,記為Sa(x)(3-12)將(3-12)式代入(3-11)式,得:(3-13)連續譜分離譜(直流成分)xSa(x)f0歸一化功率NRZ碼fs2fs4fs3fs(見P82,圖3.32)單極性NRZ碼的傳輸特性:具有很大的直流分量;不能提取定時信號;無糾錯能力;采用時需將同軸線或雙絞線的一端接地.(見P53和P54)單極性NRZ碼是最基本的,概念最簡單明了的碼型,又是傳輸性能最差的碼型.2.非歸零雙極性碼系列的功率譜再回到(3-7)式,因為g1(t)=A,g2(t)=-A,所以G1(f)=-G2(f),

G1(f)-G2(f)=2G1(f),G1(f)+G2(f)=0.不難得出:(3--17)f0歸一化功率NRZ碼RZ碼fs2fs4fs3fs

RZ碼相對于NRZ碼的改進:可以提取定時信號.雙極性碼相對于單極性碼的改進:消除了頻譜的直流分量.3.單極性歸零(RZ)碼的功率譜RZ的脈沖寬度(占空比50%)τ為NRZ的脈寬的一半,因此RZ的功率譜不是在f=nfs處過零點,而是在f=2nfs處過零點.如下圖示.這樣在fs的奇數倍處是便于提取定時信號的.單極性RZ碼仍有直流分量.4.AMI和HDB3碼的功率譜f0歸一化功率NRZ碼0.5fsfsHDB3碼AMI碼AMI和HDB3碼既是雙極性碼又是歸零碼,因此它們的功率譜都沒有直流分量,且都便于提取定時信號.AMI和HDB3碼嚴格的編碼規則,使它們都具有差錯控制性能.接收端根據接收到的碼元系列是否符合編碼規則來發現和糾正錯碼.AMI碼不會出現長連“+1”或“-1”,但不能控制長連“0”.HDB3碼相對AMI的改進是:連0數不超過3.3.2脈沖編碼調制(PCM)PCM是實用的將模擬信號轉換成數字信號的過程(A/D).PCM技術的總體思路是用點集代替波形曲線.PCM過程包括抽樣,量化和編碼三個步驟.3.2.1抽樣與抽樣定理模擬信號δ(t-nTs)X(t)沖擊函數PAM脈沖幅度調制信號(實際使用的是超窄脈沖)電平t自然抽樣抽樣信號的頂部不是平的超窄脈沖電平t模擬信號抽樣信號PAMTs抽樣定理取點需密集到什么程度,才能不失真地恢復原曲線?抽樣頻率fs:抽樣時間間隔Ts的倒數.1.低通型信號抽樣定理頻帶在(0,fH)的模擬信號稱為低通型信號.(例如語音信號)接收端可以無失真地恢復出原始信號的條件是:最低的抽樣頻率(稱奈奎斯特頻率)應滿足:fs≥2fH2.帶通型信號抽樣定理頻帶在(fL,fH)的模擬信號稱為帶通型信號.奈奎斯特定理為:fs≥2B(1+M/N)≈(2-4)B,B=fH-fL,語音頻譜范圍:300–3400HzfS≥6800Hz.ITU-T規范為fS=8000HzTS=125μS3.2.2量化經抽樣過程得到的抽樣信號(PAM)雖然時間上已離散化了,但仍然是模擬信號,因為其電平有無限多種取值.

無限精確的量度PAM信號的電平反而是沒有意義的,因為它違背了A/D的思路.實際采用的是有限的若干個量化等級來表述抽樣信號的電平高低.量化噪聲:抽樣信號的電平原值與量化(等級)電平之差定義為量化誤差,又稱為量化噪聲.均勻量化與非均勻量化:簡單地講,量化等級間隔相等的是均勻量化.量化等級間隔不相等的是非均勻量化.

PCM實用的是非均勻量化方式,即信號取值小的區間,量化間隔小;信號取值大的區間,量化間隔大.非均勻量化的目的是使大小不同的樣值的量化有趨于一致的相對誤差.這種量化等效于“先將樣值壓縮,再均勻量化”.如何實現非均勻量化(1)樣值的壓縮與擴展變換為使樣值(抽樣電平)大的量化間隔大一些,樣值小的量化間隔小一些,而且形成確定的規律(以便完成傳輸之后,在接收端再逆變換還原),發送端要通過變換器將抽樣函數Xs(t)變為壓縮函數Z(X).(2)A律與μ律壓縮

美,日采用μ壓縮律;我國和歐洲采用A壓縮律(3-28)Xs(t)Z(X)00.50.51.0A=1A=2A=87.61.01/87.6(3)A律13折線法上述內容是PCM技術早期基于模擬電路的量化方法.目前實用的已標準化的量化方法是A律13折線法.因此我們學習的重點要盡快轉移到P68-69.07/86/85/84/83/82/81/81.01.01/21/41/81/161/1281/641/32圖3.20A壓縮律13折線輸入信號電平Xs(t)輸出信號電平Z(t)均勻分度非均勻分度(體現了先將信號樣值壓縮)13折線是A律壓縮函數的逼近此圖給出了抽樣電平與量化電平的對應關系.實用的A=87.6而0<1/87.6<1/64…..3.2.3編碼將量化后的電平轉換成二進制碼組的過程叫做編碼,其逆過程叫做譯碼.(P69)A律13折線將量化電平分成上下各8個段落,每個段落內再均勻劃分為16個量化級,∴總共有16×16=256個量化級.又因為256=28,∴二進制碼組為8位碼.M1M2M3M4極性碼段落碼M5M6M7M8段內碼量化單位Δ:即最小量化電平的歸一化量值.

最小段落為(0–1/128),再分16個級,∴Δ=1/(128×16)=1/2048.256種量化級的值都是Δ的整數倍.編碼器原理圖樣值脈沖整流器保持電路比較器恒流源記憶電路7/11變換電路本地譯碼器極性碼M1后7位碼M2-

M8圖3.22逐次比較型編碼器ISIWIS>Iw

,輸出“1”IS<Iw

,輸出“0”保持電路的功能是使樣值電平IS在7次與IW比較期間保持穩定不變.本地譯碼器的功能是提供比較用的標準電平IW,稱為權值電平;對每個樣值提供7次IW.而存儲器中要準備27=128種標準電平.本地譯碼器包括存儲器,CPU和7位非線性編碼/11位線性編碼的映射矩陣以及恒流源四部分組成.比較器在完成樣值量化的同時又完成了編碼.例題3.2設輸入信號的抽樣值為+1270Δ.試根據逐次比較型編碼器原理,將它按照13折線A律特性編8位碼.解:(1)定極性碼M1:∵樣值為正∴M1=1(2)定段落碼M2,M3,M4:第1次比較,取Iw=128Δ(即規一化電平1/16).∵1270Δ>128Δ∴M2=1第2次比較,取Iw=512Δ(即規一化電平1/4).∵1270Δ>512Δ∴M3=1第3次比較,取Iw=1024Δ(即規一化電平1/2).∵1270Δ>1024Δ∴M4=1

表明其量化值在第8段內.

(3)定段內碼M5M6M7M8:第4次比較,∵段內是均勻量化,第8段內的量化級間隔為(2048Δ-1024Δ)÷16=64Δ,∴取標準電平Iw=1024Δ+8×64Δ=1536Δ=(1024+2048)Δ/2.

∵1270Δ<1536Δ∴M5=0第5次比較,取Iw=1024Δ+4×64Δ=1280Δ.∵1270Δ<1280Δ∴M6=0第6次比較,取Iw=1024Δ+2×64Δ=1152Δ.∵1270Δ>1152Δ∴M7=1第7次比較,取Iw=1024Δ+3×64Δ=1216Δ.∵1270Δ>1216Δ∴M8=1這樣,8位數字編碼M1M2M3M4M5M6M7M8=11110011已形成,它代表量化電平1216Δ,與樣值電平1270Δ間的誤差(即量化噪聲)為:1270Δ-1216Δ=54Δ<64Δ(第8段的量化級間隔)3.4差分脈沖編碼調制DPCM

3.4.1DPCM的原理模擬信號波形S(T)抽樣信號X(t)t電平X1t電平XiX1X2X3ΔX1ΔX2ΔXiPCM方式的缺點是直接對每個樣值量化編碼,沒有利用前后樣值之間的相關性.DPCM考慮了前面樣值包含有后面樣值的大部分信息.利用這種相關性,改對量化編碼,大大減少了編碼的位數.(P76)ΔXi?3.4.2DPCM的編、譯碼過程圖3.25DPCM編譯碼框圖3.4.3DPCM的性能量化編碼抽樣積分保持譯碼低通積分保持信碼信道(a)編碼器(b)譯碼器模擬信號S(t)模擬信號S(t)XiΔXiXi-1XiXi-1ΔXi+++-ΔXi++XiDPCM可看為PCM的改進.它們都有抽樣—量化—編碼三個步驟.DPCM多一塊差分電路,把量化對象由Xi變為ΔXi.它們的抽樣頻率fs都取決于模擬信號的最高頻率成份.

對于語音信號,∵人耳敏感的頻率范圍為(300-3400Hz),語音信號通常被看成低通型信號.∴fs=2fmax=6.8kHz.后來由CCITT(國際電報電話咨詢委員會)統一規范為fs=8kHz

相應地,抽樣時間間隔為Ts=1/fs=125μs對于PCM,要求在125μs內傳送8位二進制碼,∴PCM的碼速為:Vb=8bit/125μs=64kbit/s.而DPCM的一個語音量化值只需編4位二進制碼,∴DPCM的碼速為:Vb=4bit/125μs=32kbit/s.可見,同一個信道傳送DPCM數字語音信號比傳PCM數字語音信號的容量大1倍.對于寬帶圖象信號(帶通型信號),DPCM相對于PCM的優勢更為明顯.例如黑白可視電話圖象信號,帶寬為1MHz.

fs=(2-4)B∴至少取fs=2MHz.Ts=0.5μs,取樣點更加密集,相鄰樣值的差Δxi趨于更小,DPCM編碼可只取3位.因此DOCM只需6Mbit/s就可達到16Mbit/sPCM的圖象質量,也就是說,采用DPCM方式占用信道帶寬僅為PCM的3/8.3.5增量調制ΔM3.5.1ΔM原理

01

0

10

1

1

1

1

1

1

0

00ΔM的一次抽樣只編1位二進制碼.它表示此次的抽樣電平比前一次的抽樣電平是升高還是降低.ΔM的二進制碼必需是雙極性碼.編碼器中必定也有比較電路,比較的結果是升高則編傳號(+A),降低則編空號(-A).ΔM的譯碼器和編碼器先講譯碼器,再講編碼器.因為譯碼器的原理簡單些,而且編碼器內也含有本地譯碼器.最簡單的譯碼器就是一個RC積分電路.++--ucRCEk選擇:時間常數τ=RC>>TS(抽樣時間間隔),電容充放電過錯很緩慢,這時RC電路才是積分電路.對于ΔM譯碼器,uin就是接收到的數字信號+A或-A,uc則是譯碼器的輸出.因此,在每個抽樣時間間隔內,譯碼器的輸出是在原電平點處開始畫了一段向上(對應于雙極性二進制碼的傳號)或向下的斜線(對應于空號),如右圖.uc(0)0Tst斜率為+A/RC斜率為-A/RCATS/RC

01

0

10

1

1

1

1

1

1

0

00右圖的紅線是黑色模擬信號在接收端還原的結果.紅線與黑線之間的區域反映了誤差的大小,通常也稱為量化噪聲.特別是在模擬信號出現連續地上升或下降時,紅色的折線會明顯的跟不上黑線的變化,它們之間的部分稱為過載量化噪聲,改進的辦法是將固定的斜率改為動態可調的斜率.過載噪聲增量調制器DQCP相加電路放大限幅定時判決比較電路積分電路極性變換本地譯碼器mi(t)-mi-1(t)編碼輸出圖3.28∴動態可調斜率就是變A/RC模擬3.6數字基帶傳輸系統及其誤碼率3.6.1數字基帶傳輸系統模型發送濾波器接收濾波器信道抽樣判決{an}{an},GT(ω)C(ω)n(t)GR(ω)圖3.30數字基帶傳輸系統模型H(ω)(如上圖中的G(ω)和C(ω))稱為傳輸(或傳遞)函數,它描述一段信道對其中傳送信號頻譜特性的影響.h(t)H(ω)f(t)r(t)F(ω)R(ω)輸入輸出輸入信號—信道—輸出信號,構成了一個傳輸系統.對系統的傳輸特性可以在時域中討論,研究信號波形的變化;也可以在頻域中討論,研究信號頻譜的變化.而且存在付里葉變換關系:f(t)F(ω),h(t)H(ω),r(t)R(ω).本節并不想討論具體系統的傳輸特性計算,而是引向消除碼間干擾的方法.3.6.2濾波器的滾降特性1.理想濾波器ωH()ω0-π/2TSπ/2TSB理想低通濾波器的響應頻譜f電平實際低通濾波器的頻率響應00dB-3dBBt0h(t)TS2TS3TS-2TS-TS理想低通濾波器的沖擊響應2.碼間干擾t

1

0

1

1抽樣點發送端為矩形脈沖接收端因脈沖展寬在判決抽樣點處出現碼間干擾t概念辯異:碼間干擾不是討論數字信號在傳輸過程中的相互重疊.碼間干擾專指數字信號完成傳輸后,在判決再生之前,于抽樣點處觀測到的碼間重疊.信道即使是理想低通濾波器,也可能出現碼間干擾(因為它的沖擊響應存在拖尾)不出現碼間干擾的情況碼元除了在自己的抽樣點為“1”外,在其它抽樣點均為0.3.奈奎斯特準則—不出現碼間干擾的條件如果碼元間距正好等于TS,即碼速Rb=1/TS,碼間干擾就可以不出現.1/TS=fS

=2B.如果系統的總傳輸函數具有理想的矩形特性,系統支持的最高數字傳輸速率為信道帶寬的2倍.這便是奈奎斯特準則.例如已知信道帶寬為100MHz.其不失真傳送的二進制數字信號的最高碼速為200Mbit/s.t0h(t)TS2TS3TS-2TS-TS理想低通濾波器的沖擊響應fH()f0-1/2TS1/2TSB理想低通濾波器的響應頻譜3.6.2升余弦滾降濾波器理論上已證明理想低通濾波器是不能實現的.實際使用的是升余弦滾降低通濾波器.其功能是在抽樣判決前均衡系統的總頻譜響應,使“碼元的波形在自己的抽樣點處電平為最大值,在其它抽樣點處均為零”,從而達到消除碼間干擾的目的.fH(f)α=0α=0.5α=0.75α=10f1f210.5f2f2(a)傳遞函數頻譜h(t)tα=1α=0α=0.510.50(b)沖擊響應波形圖3.34余弦滾降特性及其相應波形1/2f1-1/2f1-1/f11/f1只有紅線才是升余弦滾降1.滾降因子:α≡(f2-f1)/f1f1為理想低通濾波器的截止頻率;f2為滾降低通濾波器的截止頻率.α=0,為理想濾波器;α=1,為升余弦滾降濾波器;α為其它值時為余弦滾降濾波器.滾降濾波器的傳遞函數具有奇對稱結構,即曲線的上下兩半是相對于(f1,0.5)點旋轉對稱的.2.余弦滾降低通濾波器的沖擊響應波形(3-44)抽樣函數振幅隨時間變化的余弦函數上式中取α=1,討論升余弦滾降濾波器的h(t)何時為0?3.6.3碼率和誤碼率1.碼率,又稱碼速,傳碼率,傳輸速率.

定義:每秒傳送碼元的數目.

單位:一般情況下,是‘波特’,符號為B;通信技術中數字信號大都采用二進制,碼率的單位為‘比特/秒’,符號為bit/s.

二進制與N進制碼元速率的轉換公式(見P10)3.6.4誤碼率公式3.最佳閾值2.誤碼率(P85)1.產生誤碼的原因信道中噪聲的影響;碼間干擾;定時系統不穩定;碼元偏離了正常位置(稱為‘抖動’)本節排除上述后面的幾種誤碼原因(因為這些因素一旦出現就回產生嚴重誤碼,使系統處于故障狀態.),只討論噪聲引起的誤碼率公式.2.噪聲概念噪聲是伴隨信號而生的隨機過程,沒有任何實用技術可以把信號與噪聲分離,也不能準確地預言噪聲的瞬時值.噪聲的分布只遵守統計規律.加性噪聲又稱為白噪聲,它的特點是:其功率譜密度為常數n0.即無論什么頻率下,功率譜密度不變,這就是“白”的含義;其次,理論上證明它遵循高斯概率分布;第三,它與信號的附著關系是相加關系.按噪聲與信號的附著關系,把噪聲分為乘性噪聲和加性噪聲.通信技術中通常都避開乘性噪聲的理論分析,這是因為:它的理論分析太復雜;它一旦形成危害就是惡性的,通常只能檢查系統,消除其產生的機理.3.受限加性噪聲的誤碼率公式P86.圖3.36A-A0Xf1(x)f0(x)A0-APe(0/1)Pe(1/0)tX(t)判決器的輸入電壓:(信號+噪聲)原發“傳號”原發“空號”判決電平由于噪聲的瞬時值遵守高斯分布,∴判決器對X(t)的識別也有隨機性.(3-49和(3-50)式分別表示原發傳號和空號時,判決器對X(t)識別結果的概率密度.

傳號被誤判為空號的概率為f1(x)曲線內,判決電平之下的綠色塊的面積,即:

空號被誤判為傳號的概率為f2(x)曲線內,判決電平之上的白色塊的面積,即:

總誤碼率為:上式中的P(1)和P(0)分別為原發碼元系列中傳號與空號出現的概率.通常編碼傳送之前經過擾碼處理,P(1)=P(0)=1/2.則最終得到基帶數字傳輸系統的總誤碼率為:(3-55)上式中的erf(y)表示一個定積分,稱為誤差函數(見P88第1行).如果采用的是單極性碼,結果為(3-57)式.區別僅為A改為A/2.3.6.5眼圖1.眼圖的形成在接收端,接收信號經過均衡電路,已消除碼間干擾,在尚未判決之前,1

01010

1將傳號和空號波形相對移動至重疊,便形成了眼圖.2.眼圖的用途直觀地檢查數字信號傳輸和處理的質量.3.眼圖的實驗觀察示波器的Y軸加接收信號碼元序列的電壓,X軸加一個鋸齒波,調整頻率到等于信號碼元的傳輸速率,即示波器的水平時間軸的長度等于信號碼元的持續時間,示波器的屏上將顯示不同碼元重疊在一起的圖形,象一只睜開的眼睛.4.眼圖模型最佳抽樣時刻最佳判決門限噪聲容限抽樣信號失真范圍定時誤差靈敏度眼圖模型是實際觀察到的眼圖的典型化,用來說明眼圖結構的各個部分對接收信號質量的描述.第3章習題一.3,10.二.18,21,22.三.25,27,31.四.32,33,37.五.46,47,55.

實驗一模擬AM調制與解調實驗實驗目的1.熟悉實驗箱和雙蹤示波器的面板、接口以及基本操作；2.加深對模擬調幅和解調原理的理解.實驗內容及步驟1.觀察討論實驗箱和示波器面板上電源開關，接地點，輸入、輸出口，各個調節旋鈕的位置和功能；注意：“斷電連線，相互檢查，再通電操作”的原則。2.將調制信號模塊與示波器連接，觀測調制信號（單頻簡諧振蕩）的振幅Am和頻率fm。Tfm=1/TAm=Vpp

/2Vpp占5-6格范圍（調到幾kHz）（調到幾V）3.連接調制信號,載波信號,乘法電路(調制器)模塊和示波器.(注意它們的地也要連通)調出典型的常規DSB波形.并測量調幅指數ma,記錄已調信號波形.UmaxUmin波形調節起主要作用的是調“工作點”4.連進解調器(調制器的輸出與解調器輸入用導線連通),示波器改用雙蹤顯示CH1顯示調制信號波形,CH2顯示解調器輸入/輸出端信號.將調制信號與解調信號進行比較,并作記錄.5.上述連接不變,調節“工作點”,調出抑制載波的DSB波性和過調制波形,并觀察相應的調制器的輸出,測出ma,并觀察相應的調制器的輸出,作好記錄.6.實驗結束,關閉電源,撤除連線,儀器恢復原狀,清理桌面.UmaxUmin負值教材P44圖2-34.集成模擬乘法器.P45圖2-36.思考題1.調幅度的定義是什么?實驗中為什么可以通過Umax和Umin的測量來確定?2.為什么說常規雙邊帶調幅的信息傳輸效率較低?應該采用什么樣的辦法予以解決?實驗二碼型變換實驗(預習<<實驗指導書>>P62–65)實驗目的實驗器材實驗步驟同指導書第4章數字頻帶調制4.1幅度鍵控(ASK)系統什么是ASK?1001100數字信號載波信號已調信號(調制信號)(2ASK信號)2.如何實現ASK1001100乘法器S(t)Cos(ωct)e0(t)載波e0(t)S(t)10011001.3.ASK信號的表示式(4-5)4.ASK信號的解調BPF整流器LPF抽樣判決e(t)定時脈沖數字信號去載波再生整形圖4.2(a)非相干解調BPFLPF抽樣判決定時脈沖再生整形e(t)數字信號cosωct濾去倍頻圖4.2(b)相干解調5.ASK信號的功率譜fPE(f)主瓣旁瓣fCfC-fSfC+fSB=2fS定性解釋:注意P114倒8行.調幅是調制信號與載波信號相乘因而是線性調制.已調信號的頻譜是調制信號頻譜的線性搬遷.ASK與AM不同的是:調制信號自身的頻譜函數不同.二元數字系列的F(ω)是抽象函數Sa(πf/fs)(見P56(3-12)式),它們的功率譜如P54圖3.2所示.本圖ASK信號的功率譜正是矩形脈沖系列的功率譜線性搬遷到載頻的兩側的結果.4.2頻移鍵控(FSK)系統1.什么是FSK?載波信號22.如何實現ASK100110數字信號S(t)已調信號e0(t)載波信號1cosω1tcosω2t模擬調制器S(t)e0(t)圖4.4(a)載波ω1載波ω2e0(t)S(t)100110圖4.4(b)3.FSK信號的表示式(4-10)4.FSK信號的解調BPFω1BPFω2包絡檢波器包絡檢波器e(t)抽樣判決數字信號抽樣脈沖BPFω1BPFω2cosω1tcosω2t抽樣判決數字信號e(t)LPFLPF抽樣脈沖圖4.5(a)非相干方式圖4.5(b)相干方式5.FSK信號的功率譜fPE(f)f1f1-fSf1+fSB=(f2-f1)+2fSf2f2-fSf2+fS相位不連續的FSK信號可看成兩個ASK信號的疊加.定義:FSK的調制指數PE(f)fh=0.8h=1.5h=2.04.2.4最小移頻鍵控(MSK)數字調頻技術的發展是:FSKMSKGMSK曾用于‘無繩電話’用于‘全球通’無論數字調頻和調相在光纖通信中均無應用.數字調頻和調相技術發展的動力來源于移動通信.這是因為移動通信的信道由于存在多徑效應而傳輸特性很差.它必須依靠不斷的技術進步才能逐漸完善自己的通信系統.1.MSK相對2FSK的改進MSK的調制指數為:h=0.5(主瓣帶寬大為縮小)碼元交替時,已調信號的相位保持連續.(抑制旁瓣)2.MSK信號的相位變化規律ω0ω2ω1載波:調頻信號:對于MSK,頻偏Δω=±(ω2-ω1)/2∵h=(f2-f1)/fs=0.5.∴

Δω=±π(f2-f1)=±π/2Ts可見,MSK的數字調制信號需采用雙極性碼.上式中的“±”與數字調制信號的極性對應.在t=nTS

到t=(n+1)TS的任意一個碼元間隔內,調制頻偏必定引起±π/2的相位變化.對于傳號(an=+1),其結束時的相位相對于其開始的相位增加π/2;對于空號(an=-1),其結束時的相位相對于其開始的相位減少π/2.頻偏隨調制信號線性變化換一種說法:MSK信號每經歷一個傳號調制,其相位增加π/2;每經歷一個空號調制,其相位減少π/2.除此之外,為了保證MSK信號的相位是連續的,還在t=nTS時刻(數字調制時刻),另加一個相位突變θn(常量).∴MSK信號的總相位表示為引入相位連續條件,在t=nTS時刻,要求(A)(B)圖4.9MSK信號的相位軌跡這種圖形稱為‘相位網絡圖’

4.MSK信號的表示式我們已導出了MSK信號的相位表示式(A),自然MSK信號的Δθt-3π/2π/20-π/2-ππ3π/2-2π-3πan-1–1+1–1+1+1+1-1舉例-5π/21TS2TS3TS4TS5TS6TS7TS8TSnTS紅線:MSK信號的相位的變化軌跡綠線:指向θn值表示式即為:(4-26)MSK信號一般采用差分編碼正交調制來實現.P119上半部分的剩余部分是為講解正交調制作準備的.留給移動通信課程再學.4.2.5高斯最小移頻鍵控(GMSK)前置濾波器MSK調制器數字信號GMSK信號高斯低通濾波器矩形脈沖的頻譜是抽樣函數,高斯低通濾波器的作用是抑制其拖尾部分,從而使GMSK信號的旁瓣迅速地衰耗,明顯降低了信號的占有帶寬.00.51.01.52.02.50-20-40-60-80-100-120BbTS=∞(MSK)0.50.30.160.20.25歸一化頻率(f-fC)/TS頻譜密度(dB)圖4.4GMSK信號的功率譜密度Bb為低通濾波器的帶寬,即fC,截止頻率.TS為碼元的時間間隔.BbTS=∞表示低通濾波器的帶寬無限大,即不加濾波器的情況.BbTS值越小,表明低通濾波器的截止特性越陡峭,更接進理想低通濾波器.功率的dB數定義為

P(dB)=10lg(P/Pmax)-100dB表明P已降低到Pmax的1/1000GMSK的占有帶寬變窄(或稱編碼效率高)是對數字調制信號預失真的結果,所以要付出誤碼率升高的代價.實驗證明BbTS

≥0.5時,誤碼率升高并不嚴重.4.3相移鍵控(PSK)系統4.3.1絕對相移鍵控P120倒2行:以載波的不同相位直接表示相應數字信息的2PSK方式.2PSK的2表二進制.2PSK信號的表示式(4-28)與下式表述等效概率P概率(1-P)(4-30)如何實現2PSK(調制)t0t+A-At0電平轉換單極性NRZ雙極性NRZe0(t)載波t0e0(t)0載波+A-AS(t)載波延遲πS(t)e0(t)π0延遲πt0e0(t)4.3.22PSK的解調一般采用相干解調法.BPF相乘器LPF抽樣判決本地載波cosωct2PSK信號輸入e(t)二進制信號圖4.142PSK信號接收框圖e(t)由LPE濾除S(t)數字信號的整形再生<<模擬電路>>課:鑒相器=相乘器+LPF所以圖4.14的(a),(b)是同一種解調方法,兩種名字.

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1信碼波形信碼

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12PSK波形本地載波相乘器輸出低通輸出信碼圖4.152PSK信號的調制和解調過程的波形(倍頻)4.3.3二進制相對相移鍵控(2DPSK)1.為什么要將2PSK改進成2DPSK?2PSK的傳輸性能優良

2ASK,2FSK和2PSK相比,以相干解調的2PSK的誤碼性能最好;占用頻帶性能,2PSK和2ASK相同,均優于2FSK.因此2PSK在衛星通信中已有廣泛應用,移動通信的CDMA20001X的上行鏈路也采用了2PSK.

2PSK中存在“倒π”或“相位模糊”現象,可能造成通信失效

∵2PSK是直接用載波的相位來表示數字信息的.∴發端和收端都依賴于載波的參考相位(或稱基準相位)的準確性.

圖4.14中的‘本地載波’實際是從接收信號中經BPF濾出載波倍頻,再經分頻恢復成載頻的.但分頻時存在相位的不確定性,可能將本地載波的參考相位在“0”和“π”間顛倒了,就會造成解調出的數字信號出現“1”和“0”間顛倒,造成大量誤碼,使通信失效.這就是“倒π”或“相位模糊”現象.

教材P123的3-7行的舉例以及圖4.17都是想說明“倒π”現象及其克服的思路.2.什么是2DPSK?“2”指“二進制”,“D”指:“差分”.2DPSK稱為二進制差分移相鍵控.因2PSK稱為絕對移相鍵控,2DPSK又稱為相對移相鍵控.2DPSK方式是利用前后相鄰兩個碼元的載波相位的變化來表示所傳的數字信息的調制方式.(P122)這樣,就擺脫了對參考相位準確性的依賴.2DPSK方式是:先將原始的單極性NRZ碼變換成差分碼,再作2PSK的調制方式.絕對碼相對碼發送“0”時發送“1”時Δφ為當前碼元與前一碼元的相位之差.3.2DPSK信號的產生電平轉換碼變換二進制信息｛an｝雙極性NRZ載波e0(t)｛an｝｛bn｝

1

011001

10

0100012PSK2DPSK｛an｝絕對碼模2加(相對碼)差分碼｛bn｝延遲TS｛bn-1｝傳號差分碼編碼規則bn=an+bn-1空號差分碼編碼規則bn=an+bn-1｛bn｝｛bn｝cosωCtP123,圖4.16

0011100101絕對碼2PSK信號2DPSK信號

000101110

01相對碼

(1)2PSK