引言自從全控型電力電子器件問世以后就出現了采用脈沖寬度調制（PWM）的高頻開關控制方式形成的脈寬調制變換器-直流電動機調速系統，簡稱直流脈寬調速系統，即直流PWM調速系統。直流電動機的PWM調速原理，為了獲得可調的直流電壓，利用電力電子器件的完全可控性，采用脈寬調制技術，直接將恒定的直流電壓調制成可變大小和極性的直流電壓作為電動機的電樞端電壓，實現系統的平滑調速，這種調速系統就稱為直流脈寬調速系統。脈寬調制的基本原理，脈寬調制（PulseWidthModulation），是利用電力電子開關器件的導通與關斷，將直流電壓變成連續的直流脈沖序列，并通過控制脈沖的寬度或周期達到變壓的目的。所采用的電力電子器件都為全控型器件，如電力晶體管（GTR）、功率MOSFET、IGBT等。通常PWM變換器是用定頻調寬來達到調壓的目的PWM變換器調壓與晶閘管相控調壓相比有許多優點，如需要的濾波裝置很小甚至只利用電樞電感已經足夠，不需要外加濾波裝置；電動機的損耗和發熱較小、動態響應快、開關頻率高、控制線路簡單等。PWM的占空比決定輸出到直流電機的平均電壓.PWM不是調節電流的.PWM的意思是脈寬調節，也就是調節方波高電平和低電平的時間比，一個20%占空比波形，會有20%的高電平時間和80%的低電平時間，而一個60%占空比的波形則具有60%的高電平時間和40%的低電平時間，占空比越大，高電平時間越長，則輸出的脈沖幅度越高，即電壓越高.如果占空比為0%,那么高電平時間為0,則沒有電壓輸出.如果占空比為100%，那么輸出全部電壓.所以通過調節占空比，可以實現調節輸出電壓的目的，而且輸出電壓可以無級連續調節.PWM信號是一個矩形的方波，他的脈沖寬度可以任意改變，改變其脈沖寬度控制控制回路輸出電壓高低或者做功時間的長短，實現無級調速。1系統概述1.1系統構成本系統主要有信號發生電路、PWM速度控制電路、電機驅動電路等幾部分組成。整個系統上采用了轉速、電流雙閉環控制結構，如圖1.1在系統中設置兩個調節器，分別調節轉速和電流，二者之間實行串級連接，即以轉速調節器的輸出作為電流調節器的輸入，再用電流調節器的輸出作為PWM的控制電壓。從閉環反饋結構上看，電流調節環在里面，是內環，按典型I型系統設計；轉速調節環在外面，成為外環，按典型II型系統設計。為了獲得良好的動、靜態品質，調節器均采用PI調節器并對系統進行了校正。檢測部分中，采用了霍爾片式電流檢測裝置對電流環進行檢測，轉速還則是采用了測速電機進行檢測，達到了比較理想的檢測效果。主電路部分采用了以GTR為可控開關元件、H橋電路為功率放大電路所構成的電路結構。PWM方式是在大功率開關晶體管的基極上，加上脈沖寬度可調的方波電壓，控制開關管的導通時間t，改變占空比，達到控制目的。圖1.1是直流PWM系統原理框圖。這是一個雙閉環系統，有電流環和速度環。核心部分是脈沖功率放大器和脈寬調制器。控制部分采用SG1525集成控制器產生兩路互補的PWM脈沖波形，通過調節這兩路波形的寬度來控制H電路中的GTR通斷時間，便能夠實現對電機速度的控制。aE調節器Hi驅動電路PWM調節器aE調節器Hi驅動電路PWM調節器圖1.1電動機PWM系統原理圖電路的原理圖如圖1.2所示。圖中，V為大功率晶體管，C1、R1、VD1為過電壓吸收電路。由SG1525集成PWM控制器產生的PWM信號，經驅動電路隔離放大后，驅動晶體管。輸出的PWM電壓平均值按下式變化，其中的值由SG1525定頻調寬法，即T1+T2=T保持一定，使T1在0?T范圍內變化來調節。T1 T1 ,Ua= Ud=Ud=UdT1+T2 T

系統的直流主回路電源VD,經三相橋式不可控整流濾波電路供電。當被控直流電機的額定功率較小時，VD也可由單相橋式不可控整流濾波電路供電。系統由主開關器件V的PWM斬波渡控制，在電感L左端形成主控回路的PWM脈寬可調控電壓Ua，Ua再經LC濾波得到直流電機兩端的平直直流電壓Va。圖1.2原理圖1.2PWM變換器介紹脈寬調速系統的主要電路采用脈寬調制式變換器，簡稱PWM變換器。PWM變換器有不可逆和可逆兩類，可逆變換器又有雙極式、單極式和受限單極式等多種電路。下面分別對各種形式的PWM變換器做一下簡單的介紹和分析。不可逆PWM變換器分為無制動作用和有制動作用兩種。圖1.3所示為無制動作用的簡單不可逆PWM變換器主電路原理圖，其開關器件采用全控型的電力電子器件。電源電壓。Us一般由交流電網經不可控整流電路提供。電容C的作用是濾波，二極管VD在電力晶體管VT關斷時為電動機電樞回路提供釋放電儲能的回路。圖1.3不可逆PWM變換器電路原理圖電力晶體管VT的基極由頻率為f,其脈沖寬度可調的脈沖電壓Ub驅動。在一個開關周期T內，當0WtWtl時，Ub為正，VT飽和導通，電源電壓通過VT加到電動機電樞兩端；當tlWtWT時，Ub為負，VT截止，電樞失去電源，經二極管VD續流。電動機電樞兩端的平均電壓為Ud=tl/TUs二pUs。式中，p=Ud/Us=t1/T——PWM電壓的占空比，又稱負載電壓系數。p的變化范圍在0?1之間，改變，p即可以實現對電動機轉速的調節。由于VT在一個周期內具有開關兩種狀態，電路電壓平衡方程式也分為兩階段，即在0WtWtl期間Us=Rid+Ldi/dt+E在tlWtWT期間0=Rid+Ldi/dt+E式中，R，L——電動機電樞回路的總電阻和總電感；E——電動機的反電動勢。PWM調速系統的開關頻率都較高，至少是l?4kHz，因此電流的脈動幅值不會很大，再影響到轉速n和反電動勢E的波動就更小，在分析時可以忽略不計，視n和E為恒值。這種簡單不可逆PWM電路中電動機的電樞電流i不能反向，因此系統沒有制動作用，只能做單向限運行，這種電路又稱為“受限式”不可逆PWM電路。這種PWM調速系統，空載或輕載下可能出現電流斷續現象，系統的靜、動態性能均差。VTl和VT2的基極驅動信號電壓大小相等，極性相反，即Ub=-Ub2。當電動機工作在電動狀態時，在一個周期內平均電流就為正值，電流i分為兩段變化。在0WtWtl期間，Ubl為正，VTl飽和導通；Ub2為負，VT2截止。此時，電源電壓Us加到電動機電樞兩端，電流i沿圖中的回路l流通。在tlWtWT期間，Ubl和Ub2改變極性，VTl截止，原方向的電流i沿回路2經二極管VD2續流，在VD2兩端產生的壓降給VT2施加反壓，使VT2不可能導通。因此，電動機工作在電動狀態時，一般情況下實際上是電力晶體管VT1和續流二極管VD2交替導通，而VT2則始終不導通，其電壓、電流波型如圖1.4與圖1.1有VT2的情況完全一樣。如果電動機在電動運行中要降低轉速，可將控制電壓減小，使Ub1的正脈沖變窄，負脈沖變寬，從而使電動機電樞兩端的平均電壓Ud降低。但是由于慣性，電動機的轉速n和反電動勢E來不及立刻變化，因而出現Ud<E的情況。這時電力晶體管VT2能在電動機制動中起作用。在t1WtWT期間，VT2在正的Ub2和反電動勢E的作用下飽和導通，由E-Ud產生的反向電流-i沿回路3通過VT2流通，產生能耗制動，一部分能量消耗在回路電阻上，一部分轉化為磁場能存儲在回路電感中，直到t=T為止。在TWtWt1（也就是0WtWt1）期間，因Ub2變負，VT2截止，-i只能沿回路4經二極管VD1續流，對電源回饋制動，同時在VD1上產生的壓降使VT1承受反壓而不能導通。在整個制動狀態中，VT2和VD1輪流導通，VT1始終截止，此時電動機處于發電狀態，電壓和電流波型圖1.4反向電流的制動作用使電動機轉速下降，直到新的穩態。圖1.4有制動作用的不可逆PWM變換電路這種電路構成的調速系統還存在一種特殊情況，即在電動機的輕載電動狀態中，負載電流很小，在VT1關斷后（即t1WtWT期間）沿回路2徑VD2的續流電流i很快衰減到零。這時VD2兩端的壓降也降為零，而此時由于Ub2為正，使VT2得以導通，反電動勢E經VT2沿回路3流過反向電流-i，產生局部時間的能耗制動作用。到了0WtWt1期間，VT2關斷，-i又沿回路4經VD1續流，到t=t4時-i衰減到零，VT1在Ub1作用下因不存在而反壓而導通，電樞電流再次改變方向為i沿回路1經VT1流通。在一個開關周期內，VT1、VD1、VT2、VD1四個電力電子開關器件輪流導通。綜上所述，具有制動作用的不可逆PWM變換器構成的調速系統，電動機電樞回路中的電流始終是連續的；而且，由于電流可以反向，系統可以實現二象限運行，有較好的靜、動態性能。由具有制動作用的不可逆PWM變換器構成的直流調速系統，電動機有兩種運行狀態，在電動狀態下，依靠電力晶體管VT1的開和關兩種狀態，在發電制動狀態下則依靠VT2的開和關兩種狀態。兩種工作狀態下電路電壓平衡方程式都分為兩個階段，情況同簡單的不可逆的PWM變換器電路相同，即在0WtWt1期間為式Us=Rid+ldi/dt+E，在tlWtWT期間為式0=Rid+Ldi/dt+E，只不過兩種狀態下電流的方向相反，即在制動狀態時為-id。可逆PWM變換器主電路的結構形式有T型和H型兩種，其基本電路如圖1.5所示，圖中（a）為T型PWM變換器電路，（b）為H型PWM變換器電路。（a）T型 （b）H型圖1.5PWM變換器電路T型電路由兩個可控電力電子器件和與兩個續流二極管組成，所用元件少，線路簡單，構成系統時便于引出反饋，適用于作為電壓低于50V的電動機的可控電壓源；但是T型電路需要正負對稱的雙極性直流電源，電路中的電力電子器件要求承受兩倍的電源電壓，在相同的直流電源電壓下，其輸出電壓的幅值為H型電路的一半。H型電路是實際上廣泛應用的可逆PWM變換器電路，它由四個可控電力電子器件（以下以電力晶體管為例）和四個續流二極管組成的橋式電路，這種電路只需要單極性電源，所需電力電子器件的耐壓相對較低，但是構成調速系統的電動機電樞兩端浮地。H型變換器電路在控制方式上分為雙極式、單極式和受限單極式三種。（1）雙極式可逆PWM變換器：四個電力晶體管分為兩組，VT1和VT4為一組，VT2和VT3為一組。同一組中兩個電力晶體管的基極驅動電壓波形相同，即Ub1=Ub4,VT1和VT4同時導通和關斷；Ub2=Ub3,VT2和VT3同時導通和關斷。而且Ub1，Ub4和Ub2,Ub3相位相反，在一個開關周期內VT1，VT4和VT2,VT3兩組晶體管交替地導通和關斷，變換器輸出電壓Uab在一個周期內有正負極性變化，這是雙極式PWM變換器的特征，也是“雙極性”名稱的由來。由于電壓Uab極性的變化，使得電樞回路電流的變化存在兩種情況，其電壓、電流波形如圖1.6。（a）電動機負載較重時 （b）電動機負載較輕時圖1.6PWM變換器電壓和電流波形如果電動機的負載較重，平均負載電流較大，在0<t<t1時，Ub1和Ub4為正，VT1和VT4飽和導通；而Ub2和Ub3為負，VT2和VT3截止。這時，Us加在電樞ab兩端，Uab=Us，電樞電流沿i回路1流通（見圖1.6），電動機處于電動狀態。在tlWtWT時，Ubl和Ub4為負，VT1和VT4截止；Ub2和Ub3為正，在電樞電感釋放儲能的作用下，電樞電流經二極管VD2和VD3續流，在VD2和VD3上的正向壓降使VT2和VT3的c-e極承受反壓而不能導通，Uab=-Us，電樞電流i沿回路2流通，電動機仍處于電動狀態。有關參量波形圖示（見圖1.6）。如果電動機負載較輕，平均電流小，在續流階段電流很快衰減到零，即當t=t2時，i=0。于是在t2WtWT時，VT2和VT3的c-e極兩端失去反壓，并在負的電源電壓（-Us）和電動機反電動勢E的共同作用下導通，電樞電流i反向，沿回路3流通，電動機處于反接制動狀態。在TWtWt1（0WtWt1）時，Ub2和Ub3變負，VT2和VT3截止，因電樞電感的作用，電流經VD1和VD4續流，使VT1和VT4的c-e極承受反壓，雖然Ub1和Ub2為正，VT1和VT4也不能導通，電流沿回路4流通，電動機工作在制動狀態。當t0WtWt1時，VT1和VT4才導通，電流又沿回路1流通。這樣看來，雙極式可逆PWM變換器與具有制動作用的不可逆PWM變換器的電流波形差不多，主要區別在于電壓波形；前者，無論負載是輕還是重，加在電動機電樞兩端的電壓都在+Us和-Us之間變換；后者的電壓只在+Us和0之間變換。這里并未反映出“可逆”的作用。實現電動機制可逆運行，由正、負驅動電壓的脈沖寬窄而定。當正脈沖較寬時，t1>T/2，電樞兩端的平均電壓為正，在電動運行時電動機正轉；當正脈沖較窄時，t1>T/2，平均電壓為負，電動機反轉。如果正、負脈沖寬度相等，t1=T/2,平均電壓為零，電動機停止運轉。因為雙極式可逆PWM變換器電動機電樞兩端的平均電壓為Ud=1/T[t1Us-(T-t1)Us]=(2t1/T-1)Us。若仍以p=Ud/Us來定義PWM電壓的占空比，則雙極式PWM變換器的電壓占空比為p=Ud/Us=2t1/T-1。改變p即可調速，p的變化范圍為-1WpW1°p為正值，電動機正轉；p為負值，電動機反轉；p=0，電動機停止運轉。在p=0時，電動機雖然不動，但電樞兩端的瞬時電壓和流過電樞的瞬時電流都不為零，而是交變的。這個交變電流的平均值為零，不產生平均轉矩，徒然增加了電動機的損耗，當然是不利的。但是這個交變電流使電動機產生高頻微振，可以消除電動機正、反向切換時的靜摩擦死區，起著所謂“動力潤滑”的作用，有利于快速切換。PWM驅動裝置是利用大功率晶體管的開關特性來調制固定電壓的直流電源，按一個固定的頻率來接通和斷開，并根據需要改變一個周期內“接通”與“斷開”時間的長短，通過改變直流伺服電動機電樞上電壓的'占比空”來改變平均電壓的大小，從而控制電動機的轉速。因此，這種裝置又稱為“開關驅動裝置”。PWM控制的示意圖如圖1.7所示，可控開關S以一定的時間間隔重復地接通和斷開，當S接通時，供電電源US通過開關S施加到電動機兩端，電源向電機提供能量，電動機儲能；當開關S斷開時，中斷了供電電源US向電動機電流繼續流通。圖1.7PWM控制示意圖電壓平均值Uas可用下式表示:Uas=ton?Us/T=aUs （1-1）式中，ton為開關每次接通的時間，丁為開關通斷的工作周期，（即開關接通時間ton和關斷時間toff之和），a為占空比，a=ton/T。由式（1-1）可見，改變開關接通時間ton和開關周期T的比例也即改變脈沖的占空比，電動機兩端電壓的平均值也隨之改變，因而電動機轉速得到了控制。1.3回路在系統主電路部分，采用的是以大功率GTR為開關元件、H橋電路為功率放大電路所構成的電路結構。如圖1.8所示。圖中，四只GTR分為兩組，VT1和VT4為一組，VT2和VT3為另一組。同一組中的兩只GTR同時導通，同時關斷，且兩組晶體管之間可以是交替的導通和關斷。欲使電動機M向正方向轉動，則要求控制電壓Uk為正。欲使電動機反轉，則使控制電壓Uk為負即可。GTR是一種雙極性大功率高反壓晶體管，它大多用作功率開關使用，而且GTR是一種具有自關斷能力的全控型電力半導體器件，這一特性可以使各類變流電路的控制更加方便和靈活，線路結構大為簡化。圖1.8雙極性H型PWM控制電路

IlhE0 1 1 1 ;圖1.9極式PWM變換電路的電壓、電流波形設矩形波的周期為T,正向脈沖寬度為t1，并設入二t1/T為占空比。則電樞電壓U的平均值Uav=(2入-1)Us=(2t1/T-1)Us,并定義雙極性雙極式脈寬放大器的負載電壓系數為p=Uav/Us=2t1/T-1即 Uav二pUs可見，p可在-1到+1之間變化。2單元電路設計2.1轉速、電流雙閉環調節電路2.1.1電路原理在雙閉環直流調速系統中設置了兩個調節器，轉速調節器的輸出當作電流調節器的輸入，電流調節器的輸出控制晶閘管整流器的觸發裝置。電流調節器在里面稱作內環，轉速調節器在外面稱作外環，這樣就形成轉速、電流雙閉環調速系統。檢測部分中，采用了霍爾片式電流檢測裝置對電流環進行檢測，轉速則是采用了測速電機進行檢測。為了獲得良好的靜、動態性能，轉速和電流兩個調節器都采用PI調節器。PI調節器的輸出由兩部分組成，第一部分是比例部分，第二部分是積分部分。把比例運算電路和積分電路組合起來就構成了比例積分調節器，如圖2.1所示。可知U0=-I1R1-1/R0C1JUidtI1=I0=Ui/R0U0=-R1Ui/R0-R0C1/UUidt直到穩態。當突加輸入信號Ui時，開始瞬間電容C1相當于短路，反饋回路中只有電阻R1，此時相當于比例調節器，它可以毫無延遲地起調節作用，故調節速度快；而后隨著電容C1被充電而開始積分，U0線性增長，直到穩態。+Ro0— 1UiirR2 I圖2.1調節器電路轉速調節器是調速系統的主導調節器，它使轉速跟隨其給定電壓變化，穩態時實現轉速無靜差，對負載變化起抗擾作用，其輸出限幅值決定電機允許的最大電流。電流調節器使電流緊緊跟隨其給定電壓變化，對電網電壓的波動起及時抗擾作用，在轉速動態過程中能夠獲得電動機允許的最大電流，從而加快動態過程，當電機過載甚至堵轉時，限制電樞電流的最大值，起快速的自動保護作用。一旦故障消失，系統立即自動恢復正常。

圖2.2電流調節電路圖圖2.2電流調節電路圖ASR-轉速調節器ACR-電流調節器GT-觸發裝置M-直流電動機TG-測速發電機 TA-電流互感器UPE---電力電子變換器Un*---轉速給定電壓Un轉速反饋電壓Ui* 電流給定電壓Ui 電流反饋電壓圖中，來自速度給定電位器給定的信號Un*與速度反饋信號Un比較后，偏差為^Un=Un*-Un，送到速度調節器ASR的輸入端。速度調節器的輸出Ui*作為電流調節器ACR的給定信號，與電流反饋信號Ui比較后，偏差為^Un=Ui*-Ui，送到電流調節器ACR的輸入端，電流調節器的輸出Uct送到觸發器，以控制可控整流器，整流器為電動機提供直流電壓Ud.。2.2PWM驅動裝置控制電路PWMkHz圖2.3為PWM驅動裝置控制電路框圖。該控制電路包括恒頻波形發生器、脈寬調制器、脈沖分配電路等脈寬調速系統所特有的電路。恒頻波形發生器脈寬調制電路■脈沖分配電路—A恒頻波形發生器脈寬調制電路■脈沖分配電路—A「功率轉投電路二，，，圖2.3驅動裝置控制電路框圖2.2.1脈寬調制器它的作用是實現電壓、脈寬的轉換(V/M),即形成PWM信號。SG1525集成控制器由R2和Rp1分壓給出EA(+)(2引腳)的系統設定值電壓。這就要求提供此電壓的基準電源VREF有較高精度。VREF受15引腳VCC1電源電壓的影響。VCC1是標準三端集成穩壓器的輸入電壓。VREF是穩壓器的輸出電壓Vcc。低于7V或嚴重欠電壓時，VREF的精度值(5.1V±1%)就得不到保證；為防止EA(+)設定值電壓波動導致系統失控，在器件內部設置有欠壓鎖定功能。出現欠電壓時，欠電壓鎖定功能使圖10中A端線由低電壓上升為邏輯高電壓。P1和P2的邏輯高電壓使晶體管T和T的集電極對地導通。控制器11和14引腳的輸出電壓脈沖消失(V01=V02=0),功率驅動電路輸出至主開關管V的控制驅動脈沖消失，主開關管關斷使直流電機停轉。欠電壓使A端線高電壓傳遞到T3晶體管基極，T3導通為8引腳外接電容C3，提供放電的路徑。C3經T3發射極電阻放電為零電壓后，限制了比較器C的PWM脈沖電壓輸出，該脈沖電壓上升為恒定的邏輯高電壓。PWM高電壓經PWM鎖存器輸出到D端線仍為恒定的邏輯高壓，C3電容重新充電之前，D端線的高電壓不會發生變化。D與A同為高電壓。雙重封鎖V01和V02為零出。欠電壓消失后，欠電壓鎖定功能使A恢復低電壓正常值，A的低電壓使管恢復截止。C3電容由50M電流源緩慢充電。C3充電對PWM和D端線脈沖寬度產生影響。同時對V01和V02產生影響，其結果是使V01和V02脈沖由窄緩慢變寬。只有C3充電結束后V01和V02脈沖寬度才不再受C3充電的影響。由于V01和V02脈沖寬度受C3充電影響緩慢加寬，欠電壓消失后的功率驅動脈沖也是由窄變寬的，主開關管斬波輸出的直流電壓Va呈現出由小變大的趨勢，而不是躍變為某一固定值電壓。這種軟啟動方式，使系統主回路電機及開關器件避免承受過大的沖擊渲涌電流。C3一般選用幾微法的電解電容器。2.2.2系統的故障關閉功能。為便于從直流電機主回路接受檢測到的故障信號，例如，電機過電流，過電壓，VD直流失壓等故障信號，集成控制器內部T3晶體管基極經-50k13電阻連接1引腳。外部故障信號使Va穩壓管導通時，穩壓管導通電流在R6兩端產生邏輯高電壓，此邏輯高電壓使T3管基極上升為邏輯高電壓。由于T3基極與A端線相連，故障信號產生的關閉過程與欠電壓鎖定過程類似。即使P1=P2=0,T1和T2晶體管截止；T1和T2導通。V01=V02=0；關閉驅動脈沖使主開關管V關斷，Va=0，電機停轉。另外，故障信號使，導通提供8引腳㈩腳C3電容的放電路徑，C3放電到零電壓為軟啟動作好準備。故障消除后T3截止,C3由電流源緩慢充電，V01和V02脈沖由窄變寬，由低值逐漸升高到某固定值，電機在不承受過大啟動電流的狀態下.平穩上升到某固定轉速。2.2.3系統波形與控制方式分析系統控制器輸出的控制脈沖電壓V01和V02(11和14腳)的上跳時間，由一個鋸齒波電壓V+的谷點時刻確定。即V01和V02總是在鋸齒渡電壓V+取最小值時，由邏輯低電平上跳為邏輯高電平。為保證V01和V02不同時出現邏輯高電壓（每間隔一個鋸齒波出現一次），Vo1和Vo2的頻率設置為鋸齒波電壓頻率的二分之一。FF觸發器在CP脈沖控帝葺下輸出Q和Q非兩個二分頻計數脈沖分別至不同或一或非門口B輸入端，即可達到上述頻率設置的目地。CP脈沖出現的時刻與鋸齒波峰點對齊，CP后沿下跳時刻與谷點對齊，這樣可保證CP與鋸齒渡的同步同頻率變化。CP與鋸齒波V+的同步同頻率設置功能，由OSC振蕩器完成。CP實際是由雙門限比較器將鋸齒波電壓整形后的。Vo1和Vo2脈沖的后沿下跳時刻由鋸齒渡V+的上升沿區間和V-電壓的交點確定，當V+上升到V+NV-的臨界對應時刻時，Vol或Vo2脈沖由邏輯高電平跳變為邏輯低電平。誤差放大器EA的輸出電壓V-，可由2引腳設定電位器Rpl調節。調節Rpl使V-等于V+的谷點電壓時，Vol和Vo2的脈寬縮減為零，Vo1=Vo2=0；調節RP1使V-等于V+的蜂點電壓時，Vo1和Vo2的脈寬達到最大值。由于V-電壓由V+的谷點到峰點電壓調節時，和V+交點在鋸齒波上升沿移動所對應的時間為t1，Vo1和Vo2的最大脈沖寬度也為t1。V+與V-的交點比較功能由C比較器完成，當V+NV-時，C比較器輸出的PWM渡形由邏輯低電平變為高電平；V+WV-時（V+下降沿交點），C比較器輸出PWM波由邏輯高電平變為低電平，為保證PWM波寬不致于太窄，用PWM鎖存器鎖存高電平值，并在CP脈沖下跳時對鎖存器清零。以進行下一個比較點的鎖存。經PWM鎖存器輸出到“或”一“或非”門C輸入端的脈沖最小寬度與CP同寬。調節電位器RP1使誤差放大器輸出一固定的V-電壓.在V+的谷點和V-與V+交點對應的區間內有固定的Vo1+Vo2脈沖（11和14腳并接獲Vo1+Vo2）輸出到功率驅動電路，主開關管V以某固定脈寬斬波輸出Ua，濾波輸由RP1調節確定的直流電壓Va值到直流電機，電機保持其穩定轉速運行。當電機因某種擾動固察使轉速發生變化時，例如，負載變化使轉速下降，則由系統檢測反饋的Vf電壓值跟隨下降，Vf經R3及串聯二極管（此二極管可防止調試系統時正負極接反形成正反饋）使誤差放大器EA（-）反相輸入端電位下降，誤差電壓^E=EA（+）-EA（-）增大（方向由EA（+）指向EA（-）），誤差放大器對△E的比例積分運算（EA誤差放大器的輸出9引腳和反相輸入引腳間接有R4、C2構成的比例積分反饋網絡）輸出電壓V-值上升，V-的上升使V+NV-的交點時刻（鋸齒披上升沿交點）后移。Vo1+Vo2和U。脈沖寬度均變寬，Ua的濾波平均值電壓Va按比例積分規律增大，Va增大使電機轉速回升，當電機轉速回升到Rp1設定值EA（+）所對應的穩定狀態時，△￡調節為零，V-停止比例積分變化，系統進入新和穩態運行。2.2.4脈沖分配電路在可逆PWM變換器中，上、下兩個晶體管經常交替工作，由于晶體管存在關斷時間，因此有可能能造成在一個晶體管未完全關斷時，另一個晶體管已導通，從而使電源短路。為了避免這種情況發生，根據功率轉換電路的工作要求，設置了大功率晶體管的導通次序，功率晶體管能按照指定的順序導通。在圖2.4體管V1、V4是同時關斷的，V2、V3也是同時導通同時關斷的，但V1與V2、V3與V4都不允許同時導通，否則電源Ud直通短路。設V1、V4先同時導通T1秒后同時關斷，間隔一定時間之后，再使V2、V3同時導通T2秒后同時關斷。圖2.4脈沖調制電路電動機電樞端電壓的平均值為Ua=(T1-T2)/(T1+T2)Ud=(2T1/T-1)Ud=(2a-1)Ud由于0WaW1,Ua值的范圍是-Ud?Ud，因而電動機可以在正反兩個方向調速運轉。2.2.5基極驅動電路系統采用的功率驅動電路取決于主開關管V的器件類別。用不同類別的主開關其功率驅動電路也不同。本系統采用BJT功率晶體管的驅動電路，其工作原理如下。Vo1+Vo2為邏輯低電平時，T4晶體管止.集電極輸出高電平至丁3基極，穩壓管W與T3均導通，使集電極為低電平。一般可設計T3集電極低電平為負值，例如，設計Vca=Vw+VCESa-VCC=—2.6V，受VC3負位制約；BJT基極電位(A點)為VC3+VEB2=-2V(此時T1管VBE1-VEB2=O.6V反偏電壓截止)°BJT發射極連于電容C的聯交點B，可獲得直流懸浮零電位VB(VCC—Vc)=0。該直流懸浮零電位使BJT基極發射極間有2V的反向偏置電壓，以保證BJT的可靠關斷。因BJT發極與電感L相連，電容C還有效隔斷驅動路和L強電電路的直流電聯系。Vo1+Vo2為高電平時，T4導通，T3和穩壓管關斷，Vcc經R3和T1管基極、發射極向BJT提供基極開通電流，T2管承受VBE1=-VEB2反壓截止。R1限制BJT導通基流的大小。R2在BJT關斷瞬間，限制電容C經BJT發射極、基極，T2發射極、集電極，負電源回路的反向恢復電流峰值。調試圖2.5R5，可改變Vo1+Vo2脈沖的幅值，以適應輸入光電耦合電路的參數定額要求。圖2.5適應性較強。也可用于IGBT絕緣柵雙極晶體管的功率驅動電路。圖2.5基極驅動電路2.3相關數據分析該系統調速精度與調速范圍要求不高。本系統采用三相CT,RT,RD的選取SG1525集成控制器可輸出0.1?400kHz的脈沖頻率，對應CT=0.001?0.1微法，RT=2?150千歐取值。一般對于BJT和GTo器件可取f=1kHz以下，IGBT器件取f=10kHz左右。f與CT,RT,RD的關系用下式確定f=l/(t1+t2)=1/(0.67R1CTR1+1.3RDCT)例如f=lkHz,T=0.O01s,取定11=0.0009s,t2=0.0001s,可算得CT=0.OluF時的RT與RD分別為RT=t1/0.67Ct—0.0009/0.67X0.01X1/1000000=134千歐RD=t2/1.3CT=0.0001/1.3X0.01X0.0000001=7.7千歐t2一般應取遠小于t1的值,否則影響脈沖占空比(t1/(t1+t2))和斬波效率。此處的占空比最大值為0.0009/(0.0001+0.0009)=0.9。R2和RP1的選取VREF(16腳)輸出的最大電流為50mA,一般在40mA以下取值。若取定IREF=1?5mA變化，RP1設為零值時可算得R2為R2=VREF/IREF=5.1V/5mA=1千歐RP1設置為最大值時可算得RP1+R2=VREF/IREF=5.1V/lmA=5.1千歐RP1=4.1千歐其它引腳器件的確定R5電阻的選取要用調試方法確定，一般選取一個可調電位器Rw和一個固定的R串聯組成Rs=Rw+R的結構。當Rw調為零時，R的大小要足以限制功率驅動電路的輸入電流不超過允許值。例如，功率驅動電路要求Vol+Vo2=3V.驅動輸入電流最大允許值為50mA,忽略圖2中Tt或T2導通壓降最小值(sat)，可算得R5電阻應為R5=(Vcc1--Vo)/Io=(15—3)V/50mA=0.24千歐.可選取R5=300歐,略大于計算值的電阻。由于R5上有較大的電流，還要注意其瓦數的選擇此處可選PR5N(Vcc1--Vo)/Io=0.6W。2.4仿真圖校正前后的仿真圖由圖2.6圖2.7所示△m73X0.01 0,02 △m73X0.01 0,02 0.03 0.04 0.05 0.06,圖2.6校正刖的仿真圖2.5仿真結果分析：由圖2.6、圖2.7對比可以看出，當電感的值發生變化時，其所對應的波形也將相應的發