第九章模擬信號的數字傳輸主要內容抽樣定理模擬信號的數字化技術脈沖編碼調制時分復用系統重點抽樣定理抽樣、量化、編碼的概念非均勻量化A壓縮律

13折線近似PCM信號時分復用的概念9.1引言9.2抽樣定理9.4模擬信號的量化9.5脈沖編碼調制9.9時分復用和多路數字電話系統9.7增量調制9.8PCM和ΔM的性能比較9.6差分脈沖編碼調制9.3模擬脈沖調制9.1引言特點：用數字通信系統傳輸模擬信號m（t）

{ak}m（t）數字通信系統模擬信息源抽樣量化編碼譯碼低通{ak}任務：模擬信號的數字化，形成數字基帶信號數字基帶信號的無失真傳輸從接收數字信號中完整無失真的還原模擬信號數字化3步驟：抽樣、量化和編碼抽樣信號抽樣信號量化信號t011011011100100100100編碼信號9.2抽樣定理9.2.1低通型信號的抽樣定理9.2.2帶通型信號的抽樣定理定義：一個頻帶限制在

fm

以下的連續信號m(t)，可以唯一地用時間間隔的抽樣值序列來確定。9.2.1低通信號的抽樣定理或：若連續信號m(t)的頻帶限制在

fm

以下，則當抽樣信號頻率滿足fs≥2

fm，并對m(t)進行抽樣，必能從所得樣值序列中恢復m(t)。抽樣：每隔一定的時間間隔T，抽取模擬信號的一個瞬時幅度值（樣值）。概念圖形說明奈奎斯特(Nyquist)頻率fs

：fs=2fH奈奎斯特間隔Ts

：Ts=1/fs抽樣：相當于將模擬信號與抽樣脈沖信號相乘。數學基礎ms(t)0時域圖頻譜圖m

(t)M

(f)fm-fmMs(f)0討論：結論：fs的值必須滿足抽樣定理1、常用周期信號2、傅利葉性質Ts

——抽樣周期。fs=1/Ts——抽樣頻率s=2fs——抽樣角頻率理想單位沖激函數序列抽樣信號的頻譜抽樣信號頻譜是原模擬信號頻譜以fs為周期的重復原信號頻譜平移到周期性抽樣函數δT(t)的每根譜線上或者將δT(t)作為載波，用原信號對其調幅fs1/T2/T0-1/T-2/T

(f)f-fHfH0fs|Ms(f)|-fHfHf|M(f)|習題66、設輸入抽樣器的信號為門函數Gτ(t),寬度τ＝20ms，若忽略其頻譜第10個零點以外的頻率分量，試求最小抽樣速率。解：門函數的第一個零點其余零點之間間隔為，所以第10個零點所在位置忽略第10個零點以外的頻率分量，這時門函數可以看成低通信號，最高頻率為fm。＝50Hz所以，最小抽樣速率9.2.2帶通型信號的抽樣定理定義：若模擬信號m(t)的頻率范圍為fL~fH帶寬B=

fH-

fL如果fL<B，則m(t)為低通型信號如果fL>B，則m(t)為帶通型信號概念：帶通型信號的fH很高，若仍按fs≥2

fH

抽樣，雖能滿足樣值序列頻譜不產生重疊以確?；謴蚼(t)的要求，但將降低信道頻帶利用率。討論：結論：fH=

nBfH任意

fs

通用公式fMs(f)0B-B令帶通信號fH=6B，抽樣頻率fs=2B9.2.2.1fH=

nBfM(f)fLfHfs

-fs

0fδT(f)0-fL-fHB-B討論：結論：若限制fs<2

fH，只有當抽樣頻率fs=2B時，樣值序列的頻譜不發生重疊。因此抽樣頻率值特殊。fMs(f)0B-B9.2.2.2fH=

nB+kB(n=0、1、2…0<k<1)令帶通信號fH=4B+kB，抽樣頻率fs=2BfM(f)fLfH0-fL-fHB-Bfs

-fs

fδT(f)0結論：樣值序列的頻譜發生重疊，不能恢復模擬信號。討論fs的選擇方法δT(f)f0fMs(f)0B-Bfs的選擇方法恢復m(t)的條件是紅三角形頻譜圖處不能產生重疊fs

-fs

因而需將與之重疊的下邊帶移開討論：∵nfs抽樣脈沖右移距離是∴fs無解9.2.2.3fs的通用公式fM(f)fLfH0-fL-fHB-BδT(f)f0fs

-fs

設

fH=2.8BfMs(f)0B-B定義：∴m=1令fs=2

fH減小fs，可以使所有下邊帶左移，與紅色頻譜不重疊的條件是:第一個下邊帶第二個下邊帶通式推導∴取討論：

fs=3BδT(f)f0fM(f)fLfH0-fL-fHB-Bfs

令fs=2

fHfH=

5.5B

fL

=4.5Bf0討論：fs=8Bfs=3Bmfs

fs=2.2B與紅色頻譜不重疊的條件是:令：防衛帶相等∴9.2.2帶通型連續信號的抽樣帶通型：信號m(t)頻譜限于(fL,fH)

帶寬Ｂ=fH-fL1.fH（fL當然）為B的整數倍時結論：最小抽樣頻率

fs≥2B即可，不必fs≥2fH

。2.fH不為B的整數倍時

式中n是小于fH/B的最大整數。結論：最小抽樣頻率（9.2.11）（9.2.9）fHf0fL-fL-fH討論：（1）當fH(亦即fL)為B的整數倍時，k=0，fs=2B;（2）隨著n的增大，fs趨近于2B；（3）實際中廣泛應用的窄帶（帶寬為B）高頻信號，其抽樣頻率近似為2B－－因這時n很大，不論fH是否為B的整數倍，fs也近似等于2B；（4）從統計的觀點，對頻帶受限的廣義平穩的隨機信號進行抽樣，也服從抽樣定理。B2B3B4B3BB2B4B5B6BfL0fs例：模擬信號如圖所示。分別進行理想低通和帶通抽樣，確定抽樣頻率，并畫出抽樣信號的頻譜。解(1)理想低通抽樣。

fs=2fH=6.8kHzf/kHzX(f)03.43-3-3.4f/kHzXs(f)03fs3.83.410.29.8n=1(2)理想帶通抽樣，B=fH-fL=400Hz，fL=3000Hz>B

由n=[3400/400],得n=8,則抽樣頻率為fs=2fH/n=850Hz。注：采用帶通抽樣，可極大地降低抽樣頻率。n=8n=4Xs(f)f/kHz00.46.46.80.851.257.257.653.4n=0n=5條件：信號帶寬需小于信號最低頻率:B<fL當fL>B,采用帶通抽樣：fs=2fH/n,n=[fH/B]比如,對于模擬電話信號的頻率范圍是：300-3400Hz,就按低通抽樣。但考慮到濾波器工藝上的實現難度，要留一定的過濾帶，抽樣頻率定為8000Hz。這樣頻譜之間就有一定間隔的“防護帶”當fL<B，采用低通抽樣，fs=2fH9.3脈沖調制的概念調制：基帶信號改變高頻載波的某一參量。連續波調制：此前的正弦載波信號。但正弦信號并非唯一的載波形式。脈沖調制：在時間上離散的脈沖串同樣可以作為載波，這時的調制是用基帶信號去改變脈沖的某些參數而達到的。分類：按基帶信號改變脈沖參數（幅度、寬度、出現時間位置）的不同，脈沖調制分為： ●脈幅調制（PAM）； ●脈寬調制（PWM）； ●脈位調制（PPM）。PAM：脈沖載波幅度隨基帶信號變化的一種調制方式。特別：若脈沖載波是由沖激序列組成的，則前面所說的抽樣定理，就是脈沖振幅的調制原理。9.4模擬信號的量化9.4.1量化的定義9.4.2均勻量化9.4.3非均勻量化特征：模擬信號被抽樣后，若抽樣值仍隨信號幅度連續變化，則當其上疊加噪聲后，接收端無法準確判斷所發送的樣值。定義：利用預先規定的有限個電平來表示模擬樣值的過程稱為量化。模擬信號m(t)

量化信號mq(t)9.4.1量化的定義樣值信號ms(t)量化誤差信號常用名詞量化區間(mi-1,

mi)量化電平qi量化間隔Δv（量化噪聲）量化信噪比Sq/Nq量化器ms(kTs

)mq(kTs)波形量化級數M動態范圍(-a,a)eq(t)=|ms(t)-mq(t)|Ts2Ts3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Ts10Tsm(t)qit0mi-1mi

量化信號mq(t)ms(t)量化信噪比mq=mq(kTs)記：ms

=ms(kTs

)Δvt0量化誤差nq定義：把輸入信號m(t)的值域按等距離分割的量化稱為均勻量化，其量化電平取量化區間的中點。9.4.2均勻量化Δv為常數分析量化信噪比設m(t)的參數：動態范圍(-a,a)量化間隔Δv=2a/Mmi=-a+iΔv第i個量化區間的終點量化級數為Mqi=(mi-1+mi)/2i=1、2……Mmi-1=-a+(i-1)Δv第i個量化區間的起點量化區間量化電平當m(t)是平穩隨機過程，概率密度函數為f(x)時例解：

當Δv一定，Nq為常數。與輸入信號大小無關例：已知均勻量化器量化級數為M，輸入信號在[-a，a]具有均勻概率分布，試求輸出端的量化信噪比?！摺酀M負荷值當輸入信號較小時，Sq比滿負荷值小，導致Sq/Nq小，不能滿足通信的要求。9.4.3非均勻量化定義：Δv不為常數思路：輸入信號的特征是小信號出現的概率大，大信號出現的概率小，因而重點要改善小信號的量化信噪比。實現：將抽樣值通過對數壓縮再進行均勻量化對數壓縮方法：15折線μ率壓縮13折線A率壓縮xy1187量化波形Ts2Ts3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Ts10Tsm(t)qit0mi-1mi

mq(t)ms(t)Δvi13折線分段時的x值與實際的x值比較

13折線A率壓縮y01按折線分段的

x01實際

x的計算值01段落12345678斜率161684210<x<1

①y：歸一化的輸出x：歸一化的輸入μ：壓擴參數15折線μ率壓縮折線法分析量化誤差對①式∴量化誤差=當μ>0時，是壓縮后量化精度提高的倍數，∴定義表示量化信噪比改善程度

例：設μ=100小信號時（x→0）∴

大信號時（x=1）說明性能變差解：∴9.5脈沖編碼調制（PCM）9.5.1碼型的選擇9.5.2PCM

編碼方法9.5.3PCM系統的抗噪性能自然二進制碼折疊二進制碼格雷碼抽樣值脈沖極性自然二進制碼折疊二進制碼量化級正極性信號1111117110110610110151001004負極性信號0

11000301000120010

10100001109.5.1碼型的選擇發發收

011收

011收

000收

000發發折疊碼優點：1）只需對單極性信號進行編碼。

2）小信號的抗噪性能強，大信號反之。碼位數N的確定：當輸入信號動態范圍一定，量化級數

M

越大，量化間隔Δv

越小，量化噪聲越小，但所需編碼位數

N

越多。定義：PCM

信號參數fs=8KHz、混合量化方法、二進制折疊碼M=256、N=8一個碼組：C1C2C3C4C5C6C7C8C1極性碼C2C3C4段落碼C5C6C7C8段內碼9.5.2PCM

編碼方法量化區間的劃分x1非均勻量化

M1=8，分為8個段落均勻量化

M2=16，每段分為16級第一、二段依此類推：第三段M=M0

M1

M2=段落號12345678段落起點電平01632641282565121024編碼方法段落號段落碼C2C3C4811171106101510040113010

20011000段內碼量化級C5C6C7C8111115111014

……

1000801117……0001100000例例：已知一個樣值為+1270個量化單位，采用13折線A率壓縮。求PCM

編碼碼組和量化誤差。解：1）確定C1∴C1=1∵+1270個量化單位=+1270Δv>02）確定C2C3C4∵1024<1270<2048∴C2C3C4=1113）確定C5C6C7C8∵∴∴C5C6C7C8=0011樣值落在第3量化級4）確定量化誤差∵第3量化級的坐標為（1216，1280）∴量化電平∴量化誤差=1270-

1248=22(量化單位)(量化單位)樣值落在第8段∴碼組：11110011PCM系統框圖

系統輸出其中：m0(t)：有效輸出信號

nq0(t)：量化噪聲引起的輸出噪聲

ne(t)：信道加性噪聲引起的輸出噪聲系統輸出信噪比為9.5.3PCM系統的抗噪性能討論：m(t)

信道抽樣譯碼量化編碼

A/Dn(t)

ms(t)

mq(t)

低通分析均勻量化器設樣值信號為ms(

t

)、量化信號為mq(t)輸出量化噪聲功率輸出有效信號功率∴輸出信噪比譯碼輸出還原量化信號二進碼位數N與量化級數M的關系為M=2N∵PCM信號一個抽樣值對應一個時隙，一個時隙對應8

bit，每8

bit稱為一個碼組，n(t)對信號的干擾造成碼元錯判（bit錯誤）。∴n(t)的大小不同將會造成一個碼組中出現一位錯碼和多位錯碼的情況。∴僅討論1位錯碼的情況（因多位碼同時出錯事件出現的概率極?。┰O每個碼元的誤碼率為Pe（各碼元之間相互獨立）∵已知接收輸出端有效信號功率∴只需求出n(t)

經譯碼輸出后的噪聲功率設接收碼組碼長為N接收框圖N0低通

譯碼S(t)S0n(t)接收時，碼組中任意一位均可能出錯，考慮誤碼積累權值：2N-12N-22i2120尋找信噪比與誤碼率的關系討論出現1位錯碼N-1N-2i10結論：輸出端信噪比量化間隔為Δv若第0位碼判決錯譯碼誤差為±20Δv譯碼誤差為±27Δv設碼組中每出現1位錯碼引起的譯碼誤差電壓為QΔ

∴碼組中所有1位錯碼的平均誤差功率為E[QΔ2]10000000→00000000

誤差-27Δv00000000→00000001

誤差+Δv若第N-1位碼判決錯00000001→00000000

誤差-Δv00000000→10000000

誤差+27Δv∴

等比級數q=4r<<1當r>>1系統輸出信噪比

9.6差分脈沖編碼調制

9.6.1DPCM原理

9.6.2DPCM編譯碼

9.6.3DPCM的量化信噪比9.6.1DPCM原理PCM信號的特點：其幅度動態范圍大，樣值編碼需要較多位數以滿足精度要求，增加了傳輸速率。大多數信源信號在相鄰抽樣樣值間具有很強的相關性思路：對相鄰樣值的差值進行編碼，以降低信號傳輸速率。其信號稱為DPCM（差分脈沖編碼調制）。在量化臺階不變的情況下（即量化噪聲不變），編碼位數減少，信號帶寬壓縮。若樣值之差仍用N位編碼傳送，則DPCM的量化信噪比優于PCM系統。DPCM的特點：9.6.2DPCM編譯碼方法：依據前面第k-1個樣值預測當前第k個的樣值。xn:輸入樣值:重建序列xndn:差值序列:預測序列xn~＋量化器編碼預測器解碼+-xn~xndndqndqncn＋＋xnxncn預測器++xn~++預測器輸出：例例＋量化器-++＋激勵預測輸入第一拍預測輸出第二拍預測輸出激勵預測輸入線性預測器種類極點預測器零點預測器零極點預測器＋量化器-++＋+＋定義：系統的總量化誤差en為輸入樣值xn與重建序列之差。xn僅與差值序列dn的量化誤差有關9.6.3DPCM系統的量化信噪比量化信噪比為:：差值序列經過量化處理產生的量化信噪比。相當于PCM系統的量化信噪比。Gp

：預測增益。是DPCM系統相對于PCM系統而言的信噪比增益一般差值序列功率E［d2n］遠小于信號功率E［x2n］Gp大于1，約為6～11dB。結論：若要求DPCM系統達到與PCM系統相同的信噪比，可降低對量化器信噪比的要求，即可減小量化級數，從而減少碼位數，降低比特率。改進型自適應預測器：預測系數隨語音信號的統計特性變化，使預測增益最大。自適應量化器：分層電平、量化電平隨預測誤差的統計特性變化，使誤差量化器的量化信噪比最大。ADPCM自適應差分脈碼調制采用自適應預測和自適應量化技術改善DPCM量化信噪比ADPCM編、譯碼器簡化框圖

9.7增量調制（ΔM）9.7.1ΔM原理9.7.2ΔM編譯碼9.7.3ΔM系統的抗噪性能思路：樣值序列中兩個相鄰樣值之間必存在大小關系，可以用兩個邏輯狀態來描述。9.7.1ΔM原理要求：進一步降低信號傳輸速率。定義：用一位二進制碼表示相鄰樣值之間的變化趨向，使每個樣值只需1

位編碼，稱為增量調制。樣值序列特征：抽樣速率很高（遠大于奈奎斯特速率），抽樣間隔很小，相鄰樣值之間的幅度變化較小，不超過量化間隔±σ。波形參數：抽樣間隔Δt，均勻量化，量化間隔σσ010101111110m(t)m'(t)0tt12t11t10t9t8t7t6t5t4t3t2t1階梯信號m'(t)的兩個特點：在每個Δt間隔內，m'(t)的幅值不變;相鄰間隔的幅值差為±σ（上升或下降一個量化階），不能出現過載。過載量化噪聲限制條件過載分析

9.7.2ΔM編譯碼方法一＋量化器-++＋+＋編碼解碼低通ΔM是DPCM的特例，量化器的量化級數為2方法二特點：適合進行理論分析或計算機仿真研究。積分器m(t)脈沖發生器ΔM低通特點：適合硬件實現。_+＋積分器m(t)e(t)m1(t)脈沖發生器ΔM判決比較器Ts發送端接收端波形m'(t)010101111110m(t)σ0tt12t11t10t9t8t7t6t5t4t3t2t1m1(t)預測信號過載特性與動態編碼范圍當K大于或等于模擬信號m(t)的最大斜率時定義譯碼器的最大跟蹤斜率已知抽樣間隔為Δt，量化臺階為σ譯碼器輸出m'(t)能跟蹤輸入信號m(t)的變化，不發生過載，與m(t)誤差局限在［-σ，σ］，為一般量化誤差?？朔^載方法：增大σ，使一般量化誤差增加。增大fs，使一般量化誤差減小。結論：ΔM系統的抽樣速率比PCM系統的抽樣速率高，其典型值為16KHz

或32KHz過載噪聲是在正常工作時必須且可以避免的噪聲例：輸入模擬信號為m(t)=Asinωkt斜率的最大值為了不發生過載，應滿足

∴臨界過載振幅為當抽樣頻率fs一定，Amax隨fk的增加而減小導致語音高頻段的量化信噪比下降，ΔM不實用定義Amax為最大編碼電平，

Amin＝σ/2為最小編碼電平定義編碼的動態范圍DC=Amax

/Amin選用fk=800Hz為測試標準，獲得動態范圍與抽樣頻率關系分析抽樣頻率為fs(KHz)1020324080100編碼的動態范圍DC(dB)121822243032結論：增量調制的編碼動態范圍較小，在低傳碼率時，不符合話音信號要求。通常，話音信號動態范圍要求為40~50dB，因此，實用中的ΔM常用改進型，如增量總和調制、數字壓擴自適應增量調制。量化信噪比9.7.3ΔM系統的抗噪性能則量化噪聲的平均功率為假定eq(t)在（-σ，+σ）之間均勻分布∵

eq(t)的最小周期大致是抽樣頻率fs的倒數，而且大于1/fs的任意周期都可能出現∴近似認為在（0，fs）頻帶內均勻分布∴量化噪聲的單邊功率譜密度為僅考慮一般量化噪聲

eq(t)=

m(t)-m'(t)∴經帶寬為fm的低通濾波器后輸出的量化噪聲功率為與fm/fs有關∵臨界振幅條件下輸入信號功率的最大值為∴系統最大的量化信噪比為

fs每提高一倍，量化信噪比提高9dB。當fs為32kHz時，量化信噪比約為26dB，只能滿足一般通信質量的要求。

信號頻率fk每提高一倍，量化信噪比下降6dB。誤碼信噪比信道加性噪聲引起的誤碼噪聲功率Ne為f1是語音頻帶的下截止頻率與系統誤碼率Pe成反比ΔM系統輸出的總信噪比為本質區別：PCM是對樣值本身編碼9.8PCM與ΔM的性能比較ΔM是對相鄰樣值的差值的極性編碼

抽樣速率PCM系統中的抽樣速率fs是根據抽樣定理來確定的；ΔM的抽樣速率與最大跟蹤斜率和信噪比有關。在保證不發生過載，達到與PCM系統相同的信噪比時，M的抽樣速率遠遠高于奈奎斯特速率。

帶寬ΔM系統的數碼率為Rb=fs

，要求的最小信道帶寬為PCM系統的數碼率為64KHz，要求最小信道帶寬為32KHz。

通常實際應用取fs

量化信噪比在相同的數碼率Rb條件下數碼率低時，ΔM性能優越；數碼率較高時，PCM性能優越比較曲線可知，當PCM系統的編碼位數N＜4（碼率較低）時，ΔM的量化信噪比高于PCM系統。

信道誤碼的影響ΔM系統中，每一個誤碼只造成一個量階的誤差，所以它對誤碼不太敏感。故對誤碼率的要求較低，一般在10-3~10-4，允許用于誤碼率較高的信道。PCM系統中，每一個誤碼尤其是碼組高位誤碼會造成許多量階的誤差，誤碼對PCM系統的影響要比ΔM系統嚴重，故對誤碼率的要求較高，一般為10-5~10-6。9.9時分復用和多路數字電話系統9.9.1時分復用的基本概念9.9.2時分復用系統9.9.3時分多路數字電話系統9.9.1時分復用(TDM)的基本概念多路復用：使多路信號沿同一信道傳輸而互不干擾。時分多路復用：使各路信號在信道上占有不同的時間間隔同時傳輸而互不干擾。幀周期：抽樣周期Ts

。路時隙：每路信號的一個樣值占有的時間TC

。位時隙：碼組中一個碼元占有的時間TB

。第一路信號第二路信號復用信號

Ts

Ts

TC

TC

Ts

Ts

213量化編碼譯碼K2132量化編碼譯碼K1特征：將各路信號的抽樣時間錯開TDM原理框圖：9.9.2時分復用系統要求：收、發兩端開關K1、K2完全同步。保證開關K1、K2旋轉一圈的頻率（即抽樣頻率）滿足抽樣定理，既可實現收發一致。信道PCM30/32路復用系統幀周期Ts=125μs

9.9.3時分多路數字電話系統基群信號：包含30路用戶信號和2

路信令信號每路信號的采樣頻率fs=8000HzPCM高次群將4

個基群復接成二次群，將4

二次群復接成三次群復接的目的：提高傳輸速率幀結構及參數群基群二次群三次群四次群路數304120448041920數碼率Mb/s2.0488.44834.368139.264PCM高次群的復接方法PCM30/32路系統幀結構125μs(F)TS0TS1TS2…...TS16TS17…...TS30TS31TS0、TS16為信令TS0…...TS31稱為路時隙TS1…TS15

、TS17…TS31為用戶信號PCM30/32路系統幀參數路時隙的時間位時隙的時間數碼率幀長度PCM30/32路系統復幀結構16個基本幀組成1個復幀F0F1…...F14F15復幀對告碼信令奇幀TS0復幀同步碼幀同步碼偶幀TS0CH16CH1CH30CH150011011F0

F1125μsTS0TS1TS2…...TS16TS17…...TS30TS311A11111100001A211abcdabcd

F15abcdabcdA1：幀失步對告碼同步：A1=0、A2=0失步：從收信號中得不到幀同步信號或復幀同步信號時，向對方發告警信號A1=1、A2=1abc

的組合描述各話路的空閑、忙、主叫、被叫、摘機、掛機等信息A2：復幀失步對告碼復接方法按位復接：每次復接1bit基群1特點：復接后每位碼元的寬度為原來的1/4基群2基群3基群4二次群10010111101001011010000101101100011000111100001110011100按碼字復接：每次復接8bit，循環周期長。按幀復接：每次復接256bit，利于信息交換，但需大容量存儲器。復接方法分類同步復接：被復接的所有支路信號的時鐘由總時鐘源提供，保證各個支路信號是同步信號，完成復接。（SDH

系統）異步復接：所有被復接支路信號的時鐘由各自系統提供，雖然其標稱值相同，但允許出現偏差，所以各個支路的瞬時碼速不等。因此，在復接這些異步信號之前，必須對各個支路的信號進行碼速調整（即相位調整）使之成為同步信號，再進行復接。（PDH系統）SDH復用原理同步數字系列(SynchronousdigitalHierarchy-SDH)的構想起始于20世紀80年代中期，由同步光纖網(SynchronousOpticalNetwork-SONET)演變而成。1.SDH的特點不僅適用于光纖傳輸，亦適用于微波及衛星等其他傳輸手段，并且使原有人工配線的數字交叉連接(DXC)手段可有效地按動態需求方式改變傳輸網拓撲,充分發揮網絡構成的靈活性與安全性，而且在網路管理功能方面大大增強。因此，SDH成為B-SDN的重要支撐，形成一種較為理想的新一代傳送網(TransportNetwork)體制。

(2)使不同等級的凈負荷碼流在幀結構上有規則排列，并與網路同步，簡單地借助軟件控制實施由高速信號中一次分支／插入低速支路信號，避免了對全部高速信號進行逐級分解復接的作法，省卻了全套背對背復接設備，簡化了上、下業務作業。

(1)使北美、日本、歐洲三個地區性PDH數字傳輸系列在STM-1等級上獲得了統一，真正實現了數字傳輸體制方面的全球統一標準。SDH由一些基本網路單元組成(3)幀結構中的維護管理比特大約占