電力電子技術PowerElectronics電力電子技術（第5版）機械工業出版社王兆安、劉進軍主編第七章PWM控制技術第7章PWM控制技術

7.1PWM控制的基本原理

7.2PWM逆變電路及其控制方法

7.3PWM跟蹤控制技術

7.4PWM整流電路及其控制方法

2引言PWM（PulseWidthModulation）控制就是對脈沖的寬度進行調制的技術，即通過對一系列脈沖的寬度進行調制，來等效地獲得所需要波形（含形狀和幅值）。第5章的直流斬波電路實際上采用的就是PWM技術，第6章中涉及到PWM控制技術的地方有兩處，一處是第6.1節中的斬控式交流調壓電路，另一處是第6.4節矩陣式變頻電路。

PWM控制技術在逆變電路中的應用最為廣泛，對逆變電路的影響也最為深刻，現在大量應用的逆變電路中，絕大部分都是PWM型逆變電路。PWM控制技術在整流電路中也開始應用，并顯示出突出的優越性。37.1PWM控制的基本原理面積等效原理是PWM控制技術的重要理論基礎。原理內容：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同。沖量即指窄脈沖的面積。效果基本相同，是指環節的輸出響應波形基本相同。如果把各輸出波形用傅里葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。47.1PWM控制的基本原理實例將圖7-1a、b、c、d所示的脈沖作為輸入，加在圖7-2a所示的R-L電路上，設其電流i(t)為電路的輸出，圖7-2b給出了不同窄脈沖時i(t)的響應波形。

圖7-1形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖

圖7-2沖量相同的各種窄脈沖的響應波形

5用PWM波代替正弦半波將正弦半波看成是由N個彼此相連的脈沖寬度為/N，但幅值頂部是曲線且大小按正弦規律變化的脈沖序列組成的。把上述脈沖序列利用相同數量的等幅而不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中點和相應正弦波部分的中點重合，且使矩形脈沖和相應的正弦波部分面積（沖量）相等，這就是PWM波形。對于正弦波的負半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形。脈沖的寬度按正弦規律變化而和正弦波等效的PWM波形，也稱SPWM（SinusoidalPWM）波形。圖7-3用PWM波代替正弦半波

7.1PWM控制的基本原理6PWM波形可分為等幅PWM波和不等幅PWM波兩種，由直流電源產生的PWM波通常是等幅PWM波。基于等效面積原理，PWM波形還可以等效成其他所需要的波形，如等效所需要的非正弦交流波形等。

圖7-3用PWM波代替正弦半波

7.1PWM控制的基本原理77.2PWM逆變電路及其控制方法

7.2.1計算法和調制法

7.2.2異步調制和同步調制

7.2.3規則采樣法

7.2.4PWM逆變電路的諧波分析

7.2.5提高直流電壓利用率和減少開關次數

7.2.6空間矢量SVPWM控制

7.2.7PWM逆變電路的多重化87.2.1

計算法和調制法計算法定義：根據逆變電路的正弦波輸出頻率、幅值和半個周期內的脈沖數，將PWM波形中各脈沖的寬度和間隔準確計算出來，按照計算結果控制逆變電路中各開關器件的通斷，就可以得到所需要的PWM波形。缺點：計算法是很繁瑣的，當需要輸出的正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結果都要變化。

97.2.1

計算法和調制法調制法

把希望輸出的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過信號波的調制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波，其中等腰三角波應用最多。

10圖7-4單相橋式PWM逆變電路

單相橋式PWM逆變電路（調制法）電路工作過程工作時V1和V2通斷互補，V3和V4通斷也互補，比如在uo正半周，V1導通，V2關斷，V3和V4交替通斷。負載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區間為正，一段區間為負。7.2.1

計算法和調制法11圖7-4單相橋式PWM逆變電路

7.2.1

計算法和調制法uo的正半周

V1保持導通，V2保持關斷。負載電流為正的區間V1和V4導通時，uo=Ud。V4關斷時，負載電流通過V1和VD3續流，uo=0。負載電流為負的區間V1和V4導通時，因io為負，故io實際上從VD1和VD4流過，仍有uo=Ud。V4關斷，V3開通后，io從V3和VD1續流，uo=0。在uo的負半周讓V2保持通態，V1保持斷態，V3和V4交替通斷，負載電壓uo可以得到-Ud和零兩種電平。

12urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud圖7-4單相橋式PWM逆變電路

圖7-5單極性PWM控制方式波形

單極性PWM控制方式調制信號ur為正弦波，載波uc在ur的正半周為正極性的三角波，在ur的負半周為負極性的三角波。在ur的正半周，V1保持通態，V2保持斷態。當ur>uc時使V4導通，V3關斷，

uo=Ud。當ur<uc時使V4關斷，V3導通，uo=0。在ur的負半周，V1保持斷態，V2保持通態。ur<uc時使V3導通，V4關斷，uo=-Ud。當ur>uc時使V3關斷，V4導通，uo=0。

7.2.1

計算法和調制法13urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud圖7-4單相橋式PWM逆變電路

圖7-6雙極性PWM控制方式波形

雙極性PWM控制方式在調制信號ur和載波信號uc的交點時刻控制各開關器件的通斷。在ur的半個周期內，三角波載波有正有負，所得的PWM波也是有正有負，在ur的一個周期內，輸出的PWM波只有±Ud兩種電平。7.2.1

計算法和調制法14urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud圖7-4單相橋式PWM逆變電路

圖7-6雙極性PWM控制方式波形

在ur的正負半周，對各開關器件的控制規律相同。當ur>uc時，V1和V4導通，V2和V3關斷

io>0，則V1和V4通，io<0，則VD1和VD4通不管哪種情況都是uo=Ud。7.2.1計算法和調制法15urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud圖7-4單相橋式PWM逆變電路

圖7-6雙極性PWM控制方式波形

在ur的正負半周，對各開關器件的控制規律相同。當ur<uc時，V2和V3導通，V1和V4關斷

io<0，則V2和V3通

io>0，則VD2和VD3

不管哪種情況都是

uo=-Ud。7.2.1計算法和調制法16圖7-7三相橋式PWM型逆變電路

圖7-8三相橋式PWM逆變電路波形

三相橋式PWM逆變電路（調制法）采用雙極性控制方式。U、V和W三相的PWM控制通常公用一個三角波載波uc，三相的調制信號urU、urV和urW依次相差120°。

7.2.1

計算法和調制法17電路工作過程（U相為例）當urU>uc時，上橋臂V1導通，下橋臂V4關斷，則U相相對于直流電源假想中點N’的輸出電壓uUN’=Ud/2。當urU<uc時，V4導通，V1關斷，則uUN’=-Ud/2。V1和V4的驅動信號始終是互補的。圖7-7三相橋式PWM型逆變電路

圖7-8三相橋式PWM逆變電路波形

7.2.1

計算法和調制法18當給V1(V4)加導通信號時，可能是V1(V4)導通，也可能是二極管VD1(VD4)續流導通，這要由阻感負載中電流的方向來決定。uUN’、uVN’和uWN’的PWM波形都只有±Ud/2兩種電平。

圖7-7三相橋式PWM型逆變電路

圖7-8三相橋式PWM逆變電路波形

7.2.1

計算法和調制法19圖7-7三相橋式PWM型逆變電路

圖7-8三相橋式PWM逆變電路波形

輸出線電壓PWM波由±Ud和0三種電平構成。當臂1和6導通時，uUV=Ud。當臂3和4導通時，uUV=－Ud。當臂1和3或臂4和6導通時，uUV=0。7.2.1

計算法和調制法20圖7-7三相橋式PWM型逆變電路

圖7-8三相橋式PWM逆變電路波形

負載相電壓uUN可由下式求得

負載相電壓的PWM波由(±2/3)Ud、(±1/3)Ud和0共5種電平組成。

為了防止上下兩個臂直通而造成短路，在上下兩臂通斷切換時要留一小段上下臂都施加關斷信號的死區時間。

7.2.1

計算法和調制法21圖7-9特定諧波消去法的輸出PWM波形

特定諧波消去法是計算法中一種較有代表性的方法。如果在輸出電壓半個周期內開關器件開通和關斷各k次，考慮到PWM波四分之一周期對稱，共有k個開關時刻可以控制，除去用一個自由度來控制基波幅值外，可以消去k－1個頻率的特定諧波。以三相橋式PWM型逆變電路中的uUN’波形為例在輸出電壓的半個周期內，器件開通和關斷各3次（不包括0和π時刻），共有6個開關時刻可以控制。

7.2.1

計算法和調制法22為了消除偶次諧波，應使波形正負兩半周期鏡對稱，即

為了消除諧波中的余弦項，簡化計算過程，應使波形在正半周期內前后1/4周期以/2為軸線對稱，即

同時滿足式(7-1)和式(7-2)的波形稱為四分之一周期對稱波形，這種波形可用傅里葉級數表示為式中，an為(7-1)(7-2)(7-3)7.2.1

計算法和調制法23圖7-9特定諧波消去法的輸出PWM波形

因為圖7-9的波形是四分之一周期對稱的，所以在一個周期內的12個開關時刻（不包括0和時刻）中，能夠獨立控制的只有1、2和3共3個時刻，該波形的an為

(7-4)7.2.1

計算法和調制法24在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消，因此通常可以考慮消去5次和7次諧波，根據需要確定基波分量a1的值，再令a5和a7等于0，就可以建立三個方程，聯立可求得1、2和3。

這樣可以消去兩種特定頻率的諧波，對于給定的基波幅值a1，求解上述方程可得一組1、2和3，基波幅值a1改變時，1、2和3也相應地改變。

(7-5)7.2.1

計算法和調制法257.2.2

異步調制和同步調制載波比載波頻率fc與調制信號頻率fr之比N=fc/fr根據載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調制方式可分為異步調制和同步調制兩種。

267.2.2

異步調制和同步調制異步調制

載波信號和調制信號不保持同步的調制方式稱為異步調制。通常保持載波頻率fc固定不變，因而當信號波頻率fr變化時，載波比N是變化的。在信號波的半個周期內，PWM波的脈沖個數不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱。當fr較低時，N較大，一周期內脈沖數較多，脈沖不對稱產生的不利影響都較小，PWM波形接近正弦波。當fr增高時，N減小，一周期內的脈沖數減少，PWM脈沖不對稱的影響就變大，輸出PWM波和正弦波的差異變大，對于三相PWM型逆變電路來說，三相輸出的對稱性也變差。在采用異步調制方式時，希望采用較高的載波頻率，以使在信號波頻率較高時仍能保持較大的載波比。

27ucurUurVurWuuUN'uVN'OttttOOOuWN'2Ud-2Ud圖7-10同步調制三相PWM波形

同步調制

載波比N等于常數，并在變頻時使載波和信號波保持同步的方式稱為同步調制。fr變化時載波比N不變，信號波一個周期內輸出的脈沖數是固定的，脈沖相位也是固定的。在三相PWM逆變電路中，通常公用一個三角波載波，為了使三相輸出波形嚴格對稱和一相的PWM波正負半周鏡對稱，取N為3的整數倍且為奇數。當逆變電路輸出頻率很低時，同步調制時的fc也很低，fc過低時由調制帶來的諧波不易濾除，當負載為電動機時也會帶來較大的轉矩脈動和噪聲；當逆變電路輸出頻率很高時，同步調制時的fc會過高，使開關器件難以承受。

7.2.2

異步調制和同步調制28圖7-11分段同步調制方式舉例

分段同步調制

把fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內都保持載波比N為恒定，不同頻段的載波比不同。在fr高的頻段采用較低的載波比，以使fc不致過高，限制在功率開關器件允許的范圍內。在fr低的頻段采用較高的載波比，以使fc不致過低而對負載產生不利影響。為了防止fc在切換點附近的來回跳動，在各頻率切換點采用了滯后切換的方法。有的裝置在低頻輸出時采用異步調制方式，而在高頻輸出時切換到同步調制方式，這樣可以把兩者的優點結合起來，和分段同步方式的效果接近。

實線表示輸出頻率增高時的切換頻率虛線表示輸出頻率降低時的切換頻率

7.2.2

異步調制和同步調制297.2.3

規則采樣法ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d圖7-12規則采樣法

自然采樣法在正弦波和三角波的自然交點時刻控制功率開關器件的通斷。規則采樣法

是一種應用較廣的工程實用方法，其效果接近自然采樣法，但計算量卻比自然采樣法小得多。307.2.3

規則采樣法ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d圖7-12規則采樣法

方法說明取三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc，使每個脈沖的中點都以相應的三角波中點（即負峰點）為對稱。在三角波的負峰時刻tD對正弦信號波采樣而得到D點，過D點作一水平直線和三角波分別交于A點和B點，在A點時刻tA和B點時刻tB控制功率開關器件的通斷。可以看出，用這種規則采樣法得到的脈沖寬度和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。

31ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd'd'2d2d圖7-12規則采樣法

和'的確定設正弦調制信號波為

式中，a稱為調制度，0≤a<1；r為正弦信號波角頻率，從圖7-12中可得如下關系式

因此可得脈沖兩邊的間隙寬度'為

(7-6)(7-7)7.2.3

規則采樣法32三相橋式逆變電路

通常三相的三角波載波是公用的，三相正弦調制波的相位依次相差120°。設在同一三角波周期內三相的脈沖寬度分別為U、V和W，脈沖兩邊的間隙寬度分別為'U、'V和'W，由于在同一時刻三相正弦調制波電壓之和為零，故由式(7-6)可得

同樣，由式(7-7)可得

利用式(7-8)、式(7-9)可以簡化生成三相SPWM波形時的計算。(7-8)(7-9)7.2.3

規則采樣法337.2.4PWM逆變電路的諧波分析載波對正弦信號波調制，會產生和載波有關的諧波分量，這些諧波分量的頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標之一。雙極性SPWM波形的諧波分析同步調制可以看成異步調制的特殊情況，因此只分析異步調制方式。分析方法以載波周期為基礎，再利用貝塞爾函數可以推導出PWM波的傅里葉級數表達式。這種分析過程相當復雜，而其結論卻是很簡單而直觀的。

34+k)角頻率(nww1002+-1234+-02+-4+-01+-3+-5+-諧波振幅0.20.40.60.81.01.21.4kna=1.0a=0.8a=0.5a=0單相橋式PWM逆變電路

所包含的諧波角頻率為

式中，n=1,3,5,…時，k=0,2,4,…；n=2,4,6,…時，k=1,3,5,…。其PWM波中不含有低次諧波，只含有角頻率為c及其附近的諧波，以及2c、3c等及其附近的諧波。幅值最高影響最大的是角頻率為c的諧波分量。

(7-10)圖7-13單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖

7.2.4PWM逆變電路的諧波分析351002+-1234+-02+-4+-01+-3+-5+-0.20.40.60.81.01.2kna=1.0a=0.8a=0.5a=0角頻率(nwc+kwr)諧波振幅三相橋式PWM逆變電路分析應用較多的公用載波信號時的情況，在其輸出線電壓中，所包含的諧波角頻率為

式中，n=1,3,5,…時

k=3(2m-1)±1；m=1,2,…；n=2,4,6,…時不含低次諧波。載波角頻率c整數倍的諧波沒有了，諧波中幅值較高的是c±2r和2c±r。

(7-11)圖7-14三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖

7.2.4PWM逆變電路的諧波分析36諧波分析小結在實際電路中，由于采樣時刻的誤差以及為避免同一相上下橋臂直通而設置的死區的影響，諧波的分布情況將更為復雜，諧波含量比理想條件下要多一些，甚至還會出現少量的低次諧波。SPWM波形中所含的諧波主要是角頻率為c、2c及其附近的諧波，一般情況下c>>r，是很容易濾除的。當調制信號波不是正弦波，而是其它波形時，其諧波由兩部分組成，一部分是對信號波本身進行諧波分析所得的結果，另一部分是由于信號波對載波的調制而產生的諧波。

7.2.4PWM逆變電路的諧波分析377.2.5

提高直流電壓利用率和減少開關次數提高直流電壓利用率、減少開關次數在PWM型逆變電路中是很重要的。直流電壓利用率是指逆變電路所能輸出的交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之比。

提高直流電壓利用率可以提高逆變器的輸出能力。

減少功率器件的開關次數可以降低開關損耗。正弦波調制的三相PWM逆變電路的直流電壓利用率很低。在調制度a為最大值1時，輸出相電壓的基波幅值為Ud/2，輸出線電壓的基波幅值為，即直流電壓利用率僅為0.866。實際電路工作時，考慮到功率器件的開通和關斷都需要時間，如不采取其他措施，調制度不可能達到1，實際能得到的直流電壓利用率比0.866還要低。

38ucurUurVurWuuUN'OwtOwtOwtOwtuVN'uUV圖7-15梯形波為調制信號的PWM控制

采用梯形波作為調制信號

當梯形波幅值和三角波幅值相等時，梯形波所含的基波分量幅值已超過了三角波幅值，可以有效地提高直流電壓利用率。決定功率開關器件通斷的方法和用正弦波作為調制信號波時完全相同。

對梯形波的形狀用三角化率=

Ut/Uto來描述，其中Ut為以橫軸為底時梯形波的高，Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長后相交所形成的三角形的高。=0時梯形波變為矩形波，=1時梯形波變為三角波。

7.2.5

提高直流電壓利用率和減少開關次數39圖7-16σ變化時的δ和直流電壓利用率

圖7-17σ變化時的各次諧波含量

由于梯形波中含有低次諧波，調制后的PWM波仍含有同樣的低次諧波，設由這些低次諧波（不包括由載波引起的諧波）產生的波形畸變率為，則三角化率不同時，和直流電壓利用率U1m/Ud也不同。

=0.4時，諧波含量也較少，約為3.6%，直流電壓利用率為1.03，綜合效果較好。用梯形波調制時，輸出波形中含有5次、7次等低次諧波，這是梯形波調制的缺點，實際應用時，可以考慮將正弦波和梯形波結合使用。7.2.5

提高直流電壓利用率和減少開關次數40uucr1uOwturur1uOwtur3圖7-18疊加3次諧波的調制信號

線電壓控制方式目標是使輸出的線電壓波形中不含低次諧波，同時盡可能提高直流電壓利用率，也應盡量減少功率器件的開關次數。在相電壓正弦波調制信號中疊加適當大小的3次諧波，使之成為鞍形波，則經過PWM調制后逆變電路輸出的相電壓中也必然包含3次諧波，且三相的三次諧波相位相同，在合成線電壓時，各相電壓的3次諧波相互抵消，線電壓為正弦波。圖7-18中，調制信號ur成為鞍形波，基波分量ur1的幅值更大，但ur的最大值不超過三角波載波最大值。

基波ur1正峰值附近恰為3次諧波ur3的負半波，兩者相互抵消。

7.2.5

提高直流電壓利用率和減少開關次數41圖7-19線電壓控制方式舉例

線電壓控制方式舉例可以在正弦調制信號中疊加3次諧波外，還可以疊加其他3倍頻于正弦波的信號，也可以再疊加直流分量，這些都不會影響線電壓。圖7-19中，up中既包含3的整數倍次諧波，也包含直流分量，而且其大小是隨正弦信號的大小而變化的，設三角波載波幅值為1，三相調制信號中的正弦波分量分別為urU1、urV1和urW1，并令

則三相的調制信號分別為(7-12)(7-13)7.2.5

提高直流電壓利用率和減少開關次數42圖7-19線電壓控制方式舉例

不論urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW中總有1/3周期的值是和三角波負峰值相等的，其值為-1，在這1/3周期中，并不對調制信號值為-1的一相進行控制，而只對其他兩相進行PWM控制，因此也稱為兩相控制方式。7.2.5

提高直流電壓利用率和減少開關次數43圖7-19線電壓控制方式舉例

兩相控制方式有以下優點在信號波的1/3周期內開關器件不動作，可使功率器件的開關損耗減少1/3。最大輸出線電壓基波幅值為Ud，和相電壓控制方法相比，直流電壓利用率提高了15%。輸出線電壓中不含低次諧波，這是因為相電壓中相應于up的諧波分量相互抵消的緣故，這一性能優于梯形波調制方式。

7.2.5

提高直流電壓利用率和減少開關次數447.2.6

空間矢量SVPWM控制空間矢量SVPWM控制技術廣泛運用于變頻器中，驅動交流電機時，使電機的磁鏈成為圓形的旋轉磁場，從而使電機產生恒定的電磁轉矩。空間矢量SVPWM控制技術圖4-9所示的三相電壓型橋式逆變電路，采用180°導通方式，共有8種工作狀態，用“1”表示每相上橋臂開關導通，用“0”表示下橋臂開關導通，即圖4-9三相電壓型橋式逆變電路

前6種狀態有輸出電壓，屬有效工作狀態，而后兩種全部是上管通或下管通，沒有輸出電壓，稱之為零工作狀態，故對于這種基本的逆變器，稱之為6拍逆變器。

V6、V1、V2通→100V1、V2、V3通→110V2、V3、V4通→010V3、V4、V5通→011V4、V5、V6通→001V5、V6、V1通→101V1、V3、V5通→111V2、V4、V6通→00045圖7-20電壓空間矢量六邊形

圖7-21空間電壓矢量的線形組合

對于6拍逆變器，在每個工作周期中，6種有效工作狀態各出現一次，每一種狀態持續60°，在一個周期中6個電壓矢量共轉過360°，形成一個封閉的正六邊形，對于111和000這兩個“零工作狀態”，在這里表現為位于原點的零矢量，坐落在正六邊形的中心點。

采用PWM控制，就可以使交流電機的磁通盡量接近圓形，工作頻率越高，磁通就越接近圓形，需要的電壓矢量不是6個基本電壓矢量時，可以用兩個基本矢量和零矢量的組合來實現。如圖7-21中，所要的矢量為us，用基本矢量u1和u2的線形組合來實現，u1和u2的作用時間一般小于開關周期To的60°，不足的時間可用“零矢量”補齊。

7.2.6

空間矢量SVPWM控制467.2.7PWM逆變電路的多重化圖7-22二重PWM型逆變電路

目的是為了提高等效開關頻率，減少開關損耗，減少和載波有關的諧波分量。PWM逆變電路多重化聯結方式有變壓器方式和電抗器方式。電抗器聯接的二重PWM逆變電路電路的輸出從電抗器中心抽頭處引出。圖7-23二重PWM型逆變電路輸出波形

477.2.7PWM逆變電路的多重化圖7-22二重PWM型逆變電路

兩個單元逆變電路的載波信號相互錯開180°，輸出端相對于直流電源中點N’的電壓uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2，已變為單極性PWM波了，輸出線電壓共有0、(±1/2)Ud、±Ud五個電平，比非多重化時諧波有所減少。圖7-23二重PWM型逆變電路輸出波形

48所加電壓的頻率越高，電抗器所需的電感量就越小。二重化后，輸出電壓中所含諧波的角頻率仍可表示為nc+kr，但其中當n為奇數時的諧波已全部被除去，諧波的最低頻率在2c附近，相當于電路的等效載波頻率提高了一倍。

圖7-22二重PWM型逆變電路

圖7-23二重PWM型逆變電路輸出波形

7.2.7PWM逆變電路的多重化497.3PWM跟蹤控制技術

7.3.1滯環比較方式

7.3.2三角波比較方式507.3.1

滯環比較方式圖7-24滯環比較方式電流跟蹤控制舉例

tOiii*+DIi*-DIi*圖7-25滯環比較方式的指令電流和輸出電流

跟蹤控制方法：把希望輸出的電流或電壓波形作為指令信號，把實際電流或電壓波形作為反饋信號，通過兩者的瞬時值比較來決定逆變電路各功率開關器件的通斷，使實際的輸出跟蹤指令信號變化。滯環比較方式電流跟蹤控制應用最多。PWM電流跟蹤控制單相半橋式逆變電路把指令電流i*和實際輸出電流i的偏差i*-i作為帶有滯環特性的比較器的輸入，通過其輸出來控制功率器件V1和V2的通斷。電抗器51控制規律當V1（或VD1）導通時，i增大。當V2（或VD2）導通時，i減小。通過環寬為2?I的滯環比較器的控制，i就在i*+?I和i*-?I的范圍內，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*。環寬過寬時，開關頻率低，跟蹤誤差大；環寬過窄時，跟蹤誤差小，但開關頻率過高，開關損耗增大。L大時，i的變化率小，跟蹤慢；L小時，i的變化率大，開關頻率過高。圖7-24滯環比較方式電流跟蹤控制舉例

tOiii*+DIi*-DIi*圖7-25滯環比較方式的指令電流和輸出電流

7.3.1

滯環比較方式52圖7-26三相電流跟蹤型PWM逆變電路

圖7-25滯環比較方式的指令電流和輸出電流

三相電流跟蹤型PWM逆變電路由三個單相半橋電路組成，三相電流指令信號i*U、i*V和i*W依次相差120°。在線電壓的正半周和負半周內，都有極性相反的脈沖輸出，這將使輸出電壓中的諧波分量增大，也使負載的諧波損耗增加。7.3.1

滯環比較方式53采用滯環比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路的特點：硬件電路簡單。實時控制，電流響應快。不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波。和計算法及調制法相比，相同開關頻率時輸出電流中高次諧波含量多。屬于閉環控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點。7.3.1

滯環比較方式54圖7-28電壓跟蹤控制電路舉例

電壓跟蹤控制把指令電壓u*和輸出電壓u進行比較，濾除偏差信號中的諧波，濾波器的輸出送入滯環比較器，由比較器輸出控制開關器件的通斷，從而實現電壓跟蹤控制輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波，必須用適當的濾波器濾除。u*=0時，輸出電壓u為頻率較高的矩形波，相當于一個自勵振蕩電路u*為直流信號時，u產生直流偏移，變為正負脈沖寬度不等，正寬負窄或正窄負寬的矩形波。u*為交流信號時，只要其頻率遠低于上述自勵振蕩頻率，從u中濾除由器件通斷產生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和u*

相同，從而實現電壓跟蹤控制。7.3.1

滯環比較方式557.3.2三角波比較方式圖7-29三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路

把指令電流i*U、i*V和i*W和逆變電路實際輸出的電流iU、iV、iW進行比較，求出偏差電流，通過放大器A放大后，再去和三角波進行比較，產生PWM波形。放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數直接影響著逆變電路的電流跟蹤特性。特點開關頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設計方便。為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波。和滯環比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少。567.4

PWM整流電路及其控制方法

7.4.1PWM整流電路的工作原理

7.4.2PWM整流電路的控制方法577.4PWM整流電路及其控制方法·引言實際應用的整流電路幾乎都是晶閘管相控整流電路或二極管整流電路。隨著觸發延遲角的增大，位移因數降低。輸入電流中諧波分量相當大，功率因數很低。

把逆變電路中的SPWM控制技術用于整流電路，就形成了PWM整流電路。

通過對PWM整流電路的適當控制，可以使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數近似為1。

也稱為單位功率因數變流器，或高功率因數整流器。

587.4.2PWM整流電路的控制方法圖7-33間接電流控制系統結構

根據有沒有引入電流反饋可以將這些控制方法分為兩種沒有引入交流電流反饋的稱為間接電流控制引入交流電流反饋的稱為直接電流控制。1、間接電流控制

也稱為相位和幅值控制，控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數為1的控制效果控制系統的閉環是整流器直流側電壓控制環。

負載圖7-32三相橋式PWM整流電路

59圖7-33間接電流控制系統結構

控制原理和實際的直流電壓ud比較后送入PI調節器，PI調節器的輸出為一直流電流信號id，id的大小和整流器交流輸入電流幅值成正比。穩態時，ud=，PI調節器輸入為零，PI調節器的輸出id和負載電流大小對應，也和交流輸入電流幅值相對應。負載電流增大時，C放電而使ud下降，PI的輸入端出現正偏差，使其輸出id增大，進而使交流輸入電流增大，也使ud回升；達到新的穩態時，ud和相等，PI調節器輸入仍恢復到零，而id則穩定為新的較大的值，與較大的負載電流和較大的交流輸入電流對應。負載電流減小時，調節過程和上述過程相反。7.4.2PWM整流電路的控制方法60圖7-33間接電流控制系統結構

從整流運行變為逆變運行時

負載電流反向而向直流側電容C充電，使ud抬高，PI調節器出現負偏差，其輸出id減小后變為負值，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實現逆變運行。達到穩態時，ud和仍然相等，PI調節器輸入恢復到零，其輸出id為負值，并與逆變電流的大小相對應。

7.4.2PWM整流電路的控制方法61圖7-33間接電流控制系統結構

控制系統中其余部分的工作原理圖中上面的乘法器是id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號，再乘以電阻R，得到各相電流在Rs上的壓降uRa、uRb和uRc。圖中下面的乘法器是id分別乘以比a、b、c三相相電壓相位超前/2的余弦信號，再乘以電感L的感抗，得到各相電流在電感Ls上的壓降uLa、uLb和uLc。7.4.2PWM整流電路的控制方法62各相電源相電壓ua、ub、uc分別減去前面求得