電力電子技術第三章交流－直流變換器（整流器）

3交流－直流變換器（整流器）3.0概述3.1整流器的類型和性能指標

3.2不控整流電路3.3單相橋式晶閘管相控整流電路

3.4三相半波相控整流電路3.5三相橋式相控整流電路3.6交流電路電感對整流特性的影響3.8*

帶平衡電抗器的雙三相橋12脈波整流電路3.9相控有源逆變電路工作原理3.10相控整流及有源逆變晶閘管觸發控制3.11*含有源功率因數校正環節（PFC）的單相高頻整流小結3.0概述利用半導體電力開關器件的通、斷控制，將交流電能變為直流電能稱為整流。實現整流的電力半導體開關電路連同其輔助元器件和系統稱為整流器。

整流器的類型很多，歸納分類如下：1.按交流電源電流的波形可分為： （1）

半波整流。（2）全波整流。2.按交流電源的相數的不同可分為： （1）

單相整流。（2）三相整流。3.按整流電路中所使用的開關器件及控制能力的不同可分為：

(1）

不控整流。（2）半控整流。（3）全控整流。4.按控制原理的不同可分為： （1）

相控整流。（2）高頻PWM整流。開關器件為二極管開關器件為晶閘管開關器件為全控器件對交流－直流變換最基本的性能要求：直流輸出電壓可以調控（交流輸入電壓變化時或負載變化時輸出的直流電壓可保持為任意指令值）輸出電壓中交流分量（即諧波電壓）被控制在允許值范圍以內；交流側電流中的諧波電流也要求在允許值以內。此外交流側的功率因數、整流器的效率、重量、體積、成本、電磁干擾EMI和電磁兼容性EMC以及對控制指令的響應特性都是評價整流器的重要指標。3.1整流器的類型和性能指標整流器最基本的性能指標有：1.電壓諧波系數或紋波系數RF（RippleFactor）2.電壓脈動系數Sn

3.輸入電流總畸變率THD

(TotalHarmonicDistortion)4.輸入功率因數PF（PowerFactor）

上述基本性能指標能比較科學地評價各種整流電路的性能優劣。紋波電壓的定義：整流輸出電壓中除直流平均值電壓VD外全部交流諧波分量有效值VH可以進一步表示為

：電壓諧波（紋波）系數RF（RippleFactor）的定義：輸出電壓中的交流諧波有效值VH與直流平均值VD之比值。表示為電壓脈動系數Sn的定義：整流輸出電壓中最低次諧波幅值Vnm與直流平均值VD之比。Sn=Vnm/VD

交流輸入電流中除基波電流Is1外通常還含有各次諧波電流Isn（n＝2，3，4，…）。THD的定義：除基波電流外的所有諧波電流總有效值與基波電流有效值之比值輸入電流總畸變率THD(TotalHarmonicDistortion)輸入功率因數PF（PowerFactor）：基波電流數值因數（簡稱基波因數）是基波電流有效值與總電流有效值之比值。交流側電壓與電流基波分量之間的相位角φ1稱為基波位移角；基波功率因數

cosφ1稱為基波位移因數DPF。若交流輸入電壓為無畸變的正弦波，則只有輸入電流中的基波電流形成有功功率。這時，定義：交流電源輸入有功功率PAC與其視在功率S之比，即3.2不控整流電路3.2.0概述3.2.1單相半波不控整流3.2.2兩相半波不控整流（或雙半波不控整流）3.2.3單相橋式不控整流3.2.4三相半波不控整流3.2.5三相橋式不控整流3.2.6電容濾波的不控整流電路3.2.0概述定義：在交流電源與直流負載間插入二極管電路，利用二極管的單向導電性實現交流-直流電能變換的電路。缺點：輸出電壓平均值不能調節分析法：二極管的單向導電性是分析二極管整流電路的基本原則。典型電路：圖3.1(a)～3.5(a)*3.2.1單相半波不控整流主電路：不控二極管D1、D0工作原理：（理想情況下）在電源電壓的正半周wt=0~pD1承受正向電壓而導通。vD=vs,iD=is在電源電壓的負半周wt=p~2p,D1受反壓截止，阻斷電路。vD=0,iD=0如果負載有電感，則負載電流通過D0續流。*3.2.1單相半波不控整流（續1）特點：整流電壓直流平均值VD只與VS有關，不能被調控；輸出電壓脈動大，脈動頻率低，難于濾波；僅正半周有輸出（一個電源周期中僅一個電壓脈波，即脈波數為1，稱為“半波”）；電源電流的直流分量很大。*3.2.2兩相半波不控整流（或雙半波不控整流）主電路：中心抽頭的變壓器提供兩相反向的電壓，D1、D2作開關。工作原理：（理想情況下）在電源電壓的正半周D1承受正向電壓而導通，D2截止，使得正的A相電壓加到了負載兩端。在電源電壓的負半周D1受反壓截止，D2導通，使得正的B相電壓加到了負載兩端性能優于單相半波不控整流正負半波均有輸出，整流電壓直流平均值高了一倍兩相電壓是通過變壓器中心抽頭得到的一個電源周期TS中脈波數為2，脈動頻率提高一倍，易于濾波電源電流正、負對稱，無直流分量。*3.2.2兩相半波不控整流（或雙半波不控整流）（續1）*3.2.3單相橋式不控整流

原理及波形分析：與兩相半波電路相比：相同點：整流輸出電壓、交流電源電流波形。多用了兩個二極管，但可略去有中心抽頭的變壓器。在中小容量的不控整流領域中應用廣泛。*3.2.4三相半波不控整流

原理及波形：一周期中，A相D1、B相D3、C相D5依序各導電120°。整流電流為120°脈寬直流。整流電壓由三個相同的脈波組成（脈波數m＝3）。特點：直流平均值的數值較高：整流電壓脈動較小，脈動頻率為電源頻率3倍。電源電流含有很大的直流分量。較少實用。3.2.5三相橋式不控整流

整流電壓由6個相同的脈波組成，脈波寬60°,脈動較小，易濾波。電源電流無直流分量,為120°脈寬、正負對稱的交流電。廣泛應用較大功率的不控整流脈波數m＝63.2.5三相橋式不控整流（續）整流電壓的直流平均值高：電源線電壓有效值電源相電壓有效值3.2.6電容濾波的不控整流電路

不控整流電路輸出電壓中除直流外，還含有諧波。為此須在整流電路的輸出端與負載之間接入LC濾波器。由于整流輸出諧波電壓的頻率不高，因此要有較好的濾波效果必須LC很大。濾波電感L的重量、體積相對于電容要大得多，通常取較小的L和較大的C組成LC濾波器，甚至完全不用電感只用電容濾波。3.3單相橋式晶閘管相控整流電路3.3.0概述3.3.1單相橋式全控整流電路3.3.2單相橋式半控整流電路

3.3.0概述晶閘管代替上節電路中的二極管，可得相控整流電路。原理：利用了半控開關器件晶閘管的開通可控特性（承受正向電壓，且有觸發脈沖）和單向導電性；相控整流：控制晶閘管觸發相位角（脈沖施加時刻）就控制了電源電壓送至負載的起始時刻，從而控制整流電壓。整流電路結構不同、負載性質不同，工作情況也就不同。電路分析時要抓住晶閘管的導通時刻（滿足導通條件時）和受到反壓被強迫關斷的時刻。掌握單相橋式全控整流電路在不同性質負載下的工作情況了解單相橋式半控整流電路的失控現象及解決辦法。3.3.1單相橋式全控整流電路一、電阻性負載（一）主電路（二）理想化假設

（三）工作原理及波形分析（四）幾個名詞術語（五）基本量的計算二、電感性負載（一）L、φ較小，α較大，且α>φ時，負載斷流，元件的導電角θ<π（二）當α＝φ時，電流臨界連續

（三）L、φ較大，α較小,且α<φ，電流連續（四）L很大，ωL>>R，φ≈90°，α<φ，電流連續且忽略脈動三、反電勢負載（二）理想化假設

(1)開關元件是理想的開關：通態壓降=0；斷態電阻無窮大;漏電流=0;開關過程瞬間完成；(2)變壓器是理想的：漏抗、繞組電阻、勵磁電流=0(3)電網電壓是理想的正弦波

（一）主電路

（1）T為整流變壓器；（2）注意各物理量的參考方向1、T1、T4一組，T2、T3一組：兩組間、上下橋臂間觸發脈沖相差180°電角度。2、問題：元件可能觸發導通的區間？何時關斷？為什么？一、電阻性負載一、電阻性負載（續1）電阻負載時的波形

（三）工作原理及波形分析1.觸發脈沖條件（波形、頻率、周期、相位）：與電源“同步”。2波形分析法：分段分析法（同頻/同周期、有協調的相位關系：正常工作的條件）(四)幾個名詞術語（1）控制角α:從SCR承受正向電壓時刻起到觸發脈沖前沿時刻之間的時間所對應的電角度。＝》把不控器件（二極管）的導通時刻后移的電角度。（2）元件導通角θ（導電角）：元件在一電源周期內導通的時間所對應的電角度。本例θ=π-α（3）移相：改變觸發脈沖出現時刻，即改變控制角大小。改變α角的大小就可以控制輸出電壓的大小實現“移相控制”，簡稱“相控”。（4）移相范圍：控制角α能夠變化的范圍，本例0～180°（5）換相（換流）：電流從一個元件轉移到另一個元件的過程。VD是控制角α的函數；α愈大Vd愈?。划敠粒?時為最大值；當α＝π時，VD=0。α的移相范圍為0～π。設電源電壓：(五)基本量的計算

（1）輸出直流電壓平均值VD（3）晶閘管電流的有效值IT

:由于兩晶閘管對輪流導通，在一個正弦周期內各導通θ,所以晶閘管平均電流為負載平均電流ID的一半。晶閘管電流平均值Iav

:（2）輸出直流電流平均值ID

（5）負載電阻上電壓有效值Vrms

(4)次級繞組電流有效值IS＝負載電流有效值IL

整流電路的輸入電流中一般含有諧波電流，基波電流與基波電壓一般不同相位，因此電源的視在功率S=VSIS>有功功率P。忽略開關管的損耗，電源提供的有功功率＝負載有功功率P∴功率因數（6）功率因數PF表3.2單相全波整流的電壓、電流比值、功率因數與α的關系表控制角（度）03060901201501800.90.840.6760.450.2260.0060IS/ID1.111.171.331.571.972.80-功率因數PF10.9710.8980.7070.4270.170單相全波整流的電壓、電流比值、功率因數與α的關系曲線特點：電感電流不能突變；電流滯后電壓過零。根據負載中電感量L的大小不同，電路有4種可能工況：二、電感性負載（一）L、φ較小，α較大，且α>φ時，負載斷流；（二）當α＝φ時，電流臨界連續；（三）L、φ較大，α較小,且α<φ，電流連續；（四）L、φ很大，wL》R

，α<φ時，電流連續，忽略脈動單相橋式電感性負載動態演示輸出電壓波形中出現了負值斷流原因

：L較小，電感電流iD上升時間不長，L儲能較少。iD

下降、L釋放的能量不足以維持已導通元件持續導通到時刻（π+α）就已降為零。（一）L、φ較小，α較大，且α>φ時，負載斷流，元件的導電角θ<π負載斷流時，輸出整流電、直流等參數的計算

VD

和ID與控制角α及導通角θ有關θ是α、R、L的函數。已知R、L、φ和α時，由（3-45）式可求θ；再由（3-38）式可求得VD*穩態情況波形分析（特征）：輸入電流is為正弦波，滯后于電源電壓的角度為φ；相當于電源不經晶閘管而直接對RL供電。負載電流iD是“正弦雙半波”；整流電壓直流平均值（二）當α＝φ時，電流臨界連續穩態情況：（1）波形：整流電壓波形、平均值、元件導通角θ等，與電流臨界連續時的相同；（2）特征：晶閘管電流的初值、終值都不為零;負載電流不再是“正弦雙正半波”，任何時刻都大于零；

（三）L、φ較大，α較小,且α<φ，電流連續負載電流iD脈動很小，近似平行于橫標；大?。壕чl管的電流iT為180°單向矩形波

電源電流is為180°正負矩形波電源電流is的基波有效值

動態演示（四）L很大，ωL>>R，φ≈90°，α<φ，電流連續且忽略脈動電源基波功率因數角φ1

＝α；α越大，cosφ1越小。（結論適于所有相控整流電路）電源功率因數

時，導電角，電流斷流

時，導電角，電流連續

單相橋式全控整流電路控制特性停止導電角L＝0時，只有當vS>E,晶閘管才能觸發導通。vS<E,晶閘管阻斷,阻斷期間,負載電壓vD＝E，故輸出電壓較RL負載時高。負載電流斷流，所以

三、反電勢負載θ<π，電流斷流，而回路電阻R一般很小，在輸出相同平均電流時，峰值電流大，電流的有效值比其平均值大許多。斷流危害：（1）對直流電動機負載：使其換向電流加大，易產生火花。（2）對交流電源：要求電源容量增大、功率因數降低。解決辦法：

在負載回路中串聯平波電抗器、增大時間常數，延長晶閘管的導電時間，使電流連續、且使導電角θ＝π。從而減小電流脈動，使波形連續平直。斷流原因、危害及處理反電勢負載E時，若回路等效總電感為L、總電阻為R，則電流臨界連續時直流電流平均值

相關計算單相橋相控整流時電流連續條件三相半波整流時電流連續條件三相全橋整流時電流連續條件（1）它與控制角α及電感L有關；（2）實際負載電流大于此值就是連續的。

（3）電流連續條件3.3.2單相橋式半控整流電路與單相全控橋相比電路特點：晶閘管共陰接法少用2只晶閘管觸發裝置較簡單續流二極管D0：否則大電感負載時電路會失控α的移相范圍為180°；θ＝π－α輸出電壓只能為正值，其平均值L足夠大時的工作波形三相交流電波形圖wtwt三相整流電路交流測由三相電源供電。負載容量較大，或要求直流電壓脈動較小、容易濾波?；镜氖侨喟氩煽卣麟娐?，三相橋式全控整流電路應用最廣1)電阻負載自然換相點：二極管換相時刻為自然換相點，是各管能觸發導通的最早時刻，將其作為計算各晶閘管觸發角a的起點,即a

=0電路的特點：T二次側接成星形得到零線，一次側接成三角形避免3次諧波流入電網。三個晶閘管分別接入a、b、c三相電源，其陰極連接在一起—共陰極接法wtwtwtRid自然換相點a

=0a=0時的工作原理分析分析負載電壓波形ud，電流波形id和晶閘管VT1的電壓波形.波形？波形？wtwtwtwtwtwt電流連續Ridid斷續，晶閘管導通角小于120id處于連續、斷續臨界狀態電流斷續wt整流電壓平均值的計算a≤30時，負載電流連續，有：a>30時，負載電流斷續晶閘管最大正向電壓負載電流平均值為晶閘管承受最大反向電壓a≤30時，電流連續a>30時，電流斷續晶閘管最大正向電壓電流平均值為晶閘管承受最大反壓3.4三相半波相控整流電路3.4.0概述3.4.1

三相半波相控整流電路（共陰接法）3.4.2共陽極接的三相半波可控整流電路3.4.0概述三相AC／DC變換器比單相變換器性能更優越，在中、大功率領域中應用廣泛。優點：三相半波相控整流的特點：

（1）兩種接法：共陰接法、共陽接法（2）它是組成其他各種三相整流電路的基礎，是分析理解后續各種三相整流電路的基礎。（3）交流側電流中直流分量很大，因而應用不多輸出電壓高脈動小、脈動頻率高交流電網側功率因數高動態響應快（一）控制角觸發脈沖順序晶閘管的導通順序（二）波形分析自然換相點3.4.1三相半波相控整流電路（共陰接法）（5）整流輸出電壓的脈動頻率為3f（脈波數m=3）。（1）負載電流連續時各晶閘管的導電角均為(120°）（2）若電源交流電路中不存在電感，晶閘管之間的電流轉移是瞬間完成的。（3）負載電壓波形是相電壓波形的一部分。（4）晶閘管截止態所承受的電壓是線電壓而非相電壓。（6）交流側只有單方向電流（缺點）。若，電流連續且晶閘管導電角120°時，輸出直流電壓平均值為3.4.1三相半波相控整流電路（共陰接法續）波形特點當當°時，為正值。電路工作在第1象限。當°時，＝0當90°＜α＜180°時，為負值。電路工作在第4象限。討論：（a）主電路

（b）α＝0°時波形

（c）α＝30°時波形3.4.2共陽極接的三相半波可控整流電路作業5p955\6\7\113.5三相橋式相控整流電路3.5.0概述3.5.1三相橋式全控整流電路3.5.2三相橋式半控整流電路3.5.0概述常用的三種三相橋式整流電路：不控整流（a）全控整流（b）：不控整流電路中的二極管換成SCR半控整流（c）：不控整流電路中共陰接法的二極管換成SCR3.5.0概述(續)電源條件三相交流對稱電源：相電壓有效值為Vs相電壓幅值為：線電壓有效值：線電壓幅值為：電源頻率為fs，周期為Ts，三相交流相電壓依序相差120°;六個線電壓依序相差60°3.5.1三相橋式全控整流電路1.基本工作原理2.電阻負載時三相橋式全控整流特性3.感性負載時三相橋式全控整流特性4.反電勢、電阻、電感負載時三相橋式全控整流特性1.基本工作原理SCR的6個自然換相點：上橋臂中三相電壓瞬時值最正的那一相管自然導通，換相點為1、3、5下橋臂中三相電壓瞬時值最負的那一相管自然導通，換相點為2、4、6控制角α＝0時，上、下各有一個SCR導通，把線電壓最大的瞬時值接至負載?？刂平铅痢?時，6個晶閘管的觸發脈沖的施加時刻都從各自的自然換相點延遲一個α角度。晶閘管觸發次序:按1－2－3－4－5－6－1的順序循環，各脈沖依次互差60°T1T3T5的觸發脈沖間相位相差120°

（T2T4T6亦如此）晶閘管最大導電角θ為120°每個觸發脈沖的寬度要超過1/6Ts；或雙脈沖觸發方式:給晶閘管發一個窄觸發脈沖后，間隔60°再補發一個脈沖 1.基本工作原理：晶閘管的觸發脈沖安排相控整流特性：（1）與相控角α有關;

（2）與負載性質有關。1.電阻負載時的整流特性純電阻性負載時，iD與vD波形完全相同。

(1)α＝0°時的波形；(2)α＝30°時的波形

(3)α＝60°時的波形，(4)α＝90°時的波形2.α≠0時將使整流電壓vD的平均值VD減小，改變觸發延遲角（或相控角）α的大小，即可控制整流電壓平均值VD2.電阻負載時三相橋式全控整流特性圖3.17不控整流電路及全控整流電路阻性負載α＝0、α＝30°時的波形整流電壓vD的波形依然由6段線電壓波形組成,次序不變，僅六個導電區后延30°負載電流iD波形：與vD的波形完全相同電源電流ia波形與α＝0°時相比各波形在時間上順延30°電阻負載α＝30°時工作波形特點：電阻負載α＝60°時工作波形及其特點：與α＝0°時相比各波形在時間上順延60°；元件導電終點時刻，整流電壓、電流的瞬時值都為零。α≤60°時iD連續，且整流電壓平均值VD

：電阻負載α＝90°時工作波形及其特點：α>60°后iD不連續；導電寬度120°-α<60°整流電壓平均值VD

α＝120°時vD=0。由上式也可知VD＝0。電阻負載時α的有效移相范圍是0～120°3.感性負載時三相橋式全控整流特性多數負載為RL負載或反電勢、電阻、電感負載，負載中的電感通常會使電流iD連續。當電感值大到以致負載電路時間常數遠大于電流脈動周期6TS時，可忽略iD的脈動,看作恒值電流ID負載電流連續且α≤60°時整流電壓vD波形、整流電壓平均值VD與電阻負載時的情況相同，但是電流不同。

(1)電阻性負載α＝0°時波形；

(2)電阻性負載α＝30°時波形；

(3)電阻電感性負載α＝60°時的波形；

(4)電阻電感性負載α＝90°時的波形；

(5)電阻電感性負載α＝120°時的波形；

(6)電阻電感性負載α＝180°時的波形圖3.21電阻感性負載時的整流特性α＝60°時的波形圖3.22電阻感性負載時的整流特性α＝90°時的波形圖3.23電阻感性負載時的整流特性α＝120°時的波形圖3.24電阻感性負載時的整流特性α＝180°時的波形3.感性負載時三相橋式全控整流特性整流電壓平均值感性負載、電感足夠大時（1）整流電壓的平均值VD Vlm為電源線電壓最大值 Vl為線電壓有效值Vs為相電壓有效值當α<90°時，VD為正值；當α＝90°時，VD＝0；當α>90°時，VD為負值。整流電壓vD中除直流平均值VD外，還含有6K次諧波電壓（K=1，2，3…)3.感性負載時三相橋式全控整流特性（2）輸出電壓vD的脈動頻率是電源頻率的6倍，最低次諧波為6次諧波。（3）交流電源電流的波形：幅值為ID，寬度為120°的交流方波，除基波外，還含有6k±1等次諧波。（4）電源基波功率因數：∵超前方波電流的起點30°就是基波電流的起點，∴相電流基波的起點比相電壓滯后α。電源基波功率因數也是cosφ1＝cosα。4.反電勢、電阻、電感負載時三相橋式全控整流特性三相橋式相控整流電路接反電勢、電阻、電感負載且負載電流連續時，與電感電阻性負載時工作情況相似；電路各電壓、電流波形相同，僅負載電流直流平均值ID為:3個晶閘管觸發脈沖互差120°，類似三相半波相控整流：電流連續時vPO平均值3個二極管相當于三相半波不控整流或α＝0時的相控整流：

vNO的平均值為

整流電壓平均值VD：vPN

應是共陰極的三相半波相控整流輸出電壓vPO和共陽極的三相半波不控整流電壓vNO

之和。3.5.2三相橋式半控整流電路α＝0時，VD

最大；α>0時，VD為正值；α＝180°時，VD

最??；∴VD≥0（不可能為負值）α的移相控制范圍為0～180°輸出電壓不可能為負值討論：3.6.0概述3.6.1考慮LS的三相半波相控整流電路及整流電壓波形3.6.2換相重疊期中的波形及關系3.6.3整流電壓平均值的計算3.6.4ID與α、γ、換相壓降的關系3.6.5引入換相電阻RS后的關系式3.6.6各種相控整流電路換相壓降和換相重疊角計算3.6.7電壓波形畸變及影響3.6交流電路電感對整流特性的影響LS≠0時三相半波整流電路

3.6.0概述問題的提出：實際交流電源電路中存在電感LS，前面的vD波形卻沒有考慮其影響。交流電路電感對整流特性有什么樣的影響呢？

以m相半波整流電路（如m＝3）為例進行分析，以期得到交流電路電感LS對換流過程及輸出電壓平均值VD的影響的一般性結論。3.6.1考慮LS的三相半波相控整流電路及整流電壓波形在自然換相點E點之后、

F點之前Tb未被觸發，Ta一直導電，Tb截止，ia＝ID，va＝vD(t)如果LS＝0，一旦Tb導通

Ta立即受反壓截止，ID立即從a相換到b相，換相（或換流）過程瞬時完成。這時vD為PEFQH曲線。

3.6.2換相重疊期中的波形及關系如果LS≠0，LS儲能不能突變為零，ia不能從ID突降為零，而必須經歷一個Ta、Tb同時導通的過渡過程。過程歷時tr，對應的相位角，因Ta、Tb同時導電而被稱為換相重疊期。換相重疊期內若ID恒定，參與換流的兩相電流以及整流電壓有如下關系：

3.6.2換相重疊期中的波形及關系（續）在一個脈波期中整流電壓為EFGDHM換相前vD=va；換相后vD=vb換相中，vD是圖中的GD段。3.6.3整流電壓平均值的計算3相橋式m＝6，V＝Vl

3相半波m＝3，V＝VS單相橋式和2相半波m＝2，V＝VS

（1）α＝0或不控整流，且LS＝0時VD0為曲線EQHME’的面積平均值3.6.3整流電壓平均值的計算(續)（3）α≠0且LS≠0時因換相重疊而損失的面積（換相壓降）是QGDH。（2）α≠0且LS＝0時,VD為曲線EFQHME’的平均值,因移相而損失的面積為而△VS的計算式：3.6.4ID與α、γ、換相壓降的關系3.6.5引入換相電阻RS后的關系式換相電阻：已知負載電流ID，可求換相壓降。已知負載電流ID，可求出不同α時的γ換相壓降只與RS、ID有關而與α無關，但γ與α有關整流電壓平均值已知V、m、ωLS、負載電流ID以及α可求出VD

。如三相橋式（m＝6，V＝Vl

）時，由3.6.6各種相控整流電路換相壓降和換相重疊角計算②電路形式單相全波單相全控橋三相半波三相全控橋m脈波整流電路①

各種整流電路換相壓降和換相重疊角的計算注：①單相全控橋電路中，環流ik是從-Id變為Id。本表所列通用公式不適用；

②三相橋等效為相電壓等于的6脈波整流電路，故其m=6，相電壓按代入。3.6.7電壓波形畸變及影響在換相重疊期中，a、b兩相處于經電感2LS短接狀態，使整流電路的輸入電壓波形畸變（有短時的突降和突升毛刺），同時也影響晶閘管截止時端電壓波形。這種波形畸變有可能對自身的控制電路以及其它設備的正常工作產生不良的影響，因此，實際的整流電源裝置的輸入端有時加濾波器消除這種畸變波形的影響。

作業3p9513\17\26\29整流裝置功率越大，它對電網的干擾也越嚴重在一個電源周期中整流輸出電壓VD脈波數m越多，則輸出電壓中諧波階次越高，諧波幅值越小，整流特性越好整流裝置的交流電流中的諧波頻率越高，諧波電流數值也越小。為了減輕整流裝置諧波對電網的影響，可采用下圖（圖

3.29(a)所示）兩個三相橋式整流，經平衡電抗器LP并聯輸出的六相12脈波相控整流電路。

*3.8帶平衡電抗器的雙三相橋12脈波整流電路

若無平衡電抗器，則在區間I，一旦第一組三相橋整流器導電，第二組三相橋整流器的晶閘管立即被反壓截止，只能由第一組三相橋整流器對負載供電；同理，區間II，僅第二組三相橋整流器導電，并提供全部負載電流。

有了平衡電抗器以后，任何時刻電壓差VP平衡電抗器兩側繞組各承擔VP/2，使兩個整流器同時導電并共同承擔負載電流，每個晶閘管及變壓器繞組導電時間延長一倍，而電流卻只輸出1/2負載電流。觸發控制角=0時，第一組三相全橋整流輸出主要是6次諧波，6次諧波的幅值電壓差：相差30°兩組三相橋經平衡電抗器以后輸出電壓的瞬時值為：或整流電路電流連續的條件是：電壓差在兩個三相橋之間引起的環流最大值近似為vP有最大值：直流輸出電壓平均值:輸出波形的脈動分量減小了，脈動頻率比三相橋時增大了一倍。以上為控制角=0時的情況，如果≠0，可以根據兩組三相橋式電路的相應輸出波形進行分析。

其幅值僅為直流輸出電壓平均值的1.4%

12次諧波電壓幅值為：輸出電壓中的諧波階次為12k次(K=1,2,…),最低為12次。圖中120°方波的傅立葉級數表達式為：N2繞組a、b、c相電流滿足：由于三相對稱：原方A相電流應為：除基波外，僅含12K1（K=1，2，3）次電流諧波。最低次電流諧波為11次.帶平衡電抗器的雙三相橋12脈波整流電路中交流電源只含有12K1次諧波電流，最低次電流諧波為11次，而三相橋6脈波整流電路交流電源中含有6K1次諧波電流，最低次諧波電流為5次。兩組整流橋相差30°的整流電壓，既可經平衡電抗器并聯輸出（稱為并聯多重結構），也可以將其串聯輸出給負載供電（稱為串聯多重結構）。采用串聯多重結構和并聯多重結構其效果是相同的，串聯輸出適用于輸出高電壓應用，并聯輸出適用于輸出大電流應用。結論3.9相控有源逆變電路工作原理3.9.1有源逆變原理3.9.2有源逆變安全工作條件3.9.3三相全橋相控整流和有源逆變的控制特性3.9.4晶閘管相控有源逆變的應用3.9.1有源逆變原理把直流變換成交流的變換稱之為逆變實現逆變的電路及裝置稱逆變電路、逆變器有源逆變是把直流電能所轉換的交流電能輸送給交流電網有源（有交流電源）逆變是依靠交流電網電壓周期性的反向變負使逆變電路中處于通態的開關器件承受反向電壓而關斷，因而可以不用自關斷器件而用無自關斷能力的晶閘管。事實上，有源逆變就是從晶閘管相控整流發展、延伸出來的，所以把它放在AC－DC整流變換這一章介紹。3.9.1有源逆變原理（續1）上圖三相半波相控整流電路中，若控制角（從自然換相點E1、E2、E3算起的觸發滯后角）為a，則當控制角a=60°(<90°)和a=120°(>90°)兩種情況下整流電壓瞬時值波形如右圖。

3.9.1有源逆變原理（續2）

a<90°時整流電壓vD（t）為PE2DE5曲線電壓。

a>90°時整流電壓vD（t）為PDE5Q曲線電壓。

a<90°時整流電壓vD（t）的正面積大于負面積，如果負載電流為恒定直流，則功率平均值為正值，變換器將交流電能變為直流電能，向直流負載供電，實現整流變換。a>90°時,整流電壓vD（t）的負面積大于正面積，故直流電壓平均值和功率平均值均為負值，變換器將直流電能變為交流電能送至交流電源，實現有源逆變。

圖中的“負載”應是一個直流電源，且其電壓Ei極性必須與圖中晶閘管導通方向一致。橋式變換器電路中開關器件的觸發控制角>/2。

3.9.1有源逆變原理（續3）在0≤≤/2

范圍內改變控制角，即可控制正值電壓VD

和正值功率PD的大?。辉?2≤≤范圍內改變控制角，即可控制負值電壓VD和負值功率PD的大小。在>/2大部分時區,vD(t)為負值。為了維持電流ID，直流側必須有右上圖中所示的直流電源才能向交流電源輸送功率實現有源逆變。結論(f)有源逆變(e)相控整流實現有源逆變的條件是：3.9.2有源逆變安全工作條件相控整流電路中以自然換相點為起始點的控制角>/2時，可以實現有源逆變。越接近180°時整流電壓負值越大，有源逆變功率越大。但在>/2有源逆變狀態下工作時，由于實際電路中交流電源電路中電感LS

≠0，實際存在換相重疊過程。如果過大，就可能引起換相失敗事故。

換相重疊角g的確定：對于三相橋式電路m=6，則對三相半波電路m=3，則3.9.2有源逆變安全工作條件（續1）或3.9.2有源逆變安全工作條件（續2）相控有源逆變的臨界換相條件是

故有：

且：則臨界有源逆變時控制角、逆變角和換相重疊角的關系是：定義逆變角，即3.9.2有源逆變安全工作條件（續4）

為了確保晶閘管的安全關斷，需要在其電流下降為零后仍在其兩端再施加一段時間的反向電壓，以恢復其阻斷正向電壓的能力，這段時間稱為晶閘管關斷時間toff

對普通高壓大功率晶閘管，toff一般不超過200～300μs。這段時間相對應的（頻率f=50Hz時）角度q0

(=wtoff）約為4°～5°。（4°～5°）稱為關斷角。實際換相重疊角的大小與負載電流ID、電感LS及電路交流電壓角頻率及電壓有效值VS等有關。在額定負載時g通常約為10°~20°。因此，如果控制角為a，則在換相結束時,wt已達到a+g，再經過q0角度到wt=a+g+q0

時晶閘管才能恢復阻斷電壓的能力。如果再留一個剩余的安全角fr，則

3.9.2有源逆變安全工作條件（續5）對于設定的剩余安全角fr(如5°～10°)及關斷角q0(=wtoff由晶閘管關斷時間決定)，根據ID、Vl及LS值可得如果實際運行中a>amax(或b<bmin），則剩余安全角f<fr，有源逆變運行的安全性就比較差。a超過amax很多時，可能使剩余安全角fr→0，導致換相失敗，變換器故障、損壞。最小允許的逆變角：最大允許的觸發延遲控制角：對三相橋式電路m=6，則3.9.3三相全橋相控整流和有源逆變的控制特性右圖(a)為兩個三相全橋相控整流-有源逆變電路反并聯對直流電機M供電電路，圖(b)和(c)為三相橋運行于相控整流時和有源逆變時的等值電路。（假設電機等效電阻、電感、電勢分別為R、L、E。）若交流電源線電壓有效值為Vl，三相全橋六脈波相控整流時的直流輸出電壓為VD，負載電流連續，電流平均值為ID，直流負載電阻為R，電感為L，電勢為ER，則整流輸出的直流電壓平均值為：3.9.3三相全橋相控整流和有源逆變的控制特性（續）由于換相重疊而引起的直流電壓損失：換相重疊角g由下式確定：工作在有源逆變工作情況時若直流側電源為Ei

，則因此：上述各式是三相全橋相控AC/DC變換器工作在相控整流和有源逆變兩種工作情況時的電流控制方程，通過改變晶閘管的觸發控制角或逆變角，可以調節整流或逆變電壓VD、控制直流電流平均值ID和交流電源－直流負載之間交換的功率P的大小和流向。3.9.4晶閘管相控有源逆變的應用

晶閘管三相橋式相控整流電路既可在VD>0(a<p/2)、ID為正、PD=VDID>0情況下作為整流器，將交流電能變為直流電能供給直流負載，也可在VD<0(a>p/2)、ID為正、PD=VDID<0情況下作為有源逆變器，將直流電能變為交流電能送至交流電網（交流電源）。只要有交流電網和直流電源存在，都可以用晶閘管全控型整流電路靠交流電網電壓的瞬時值變負、在已導通的晶閘管上施加反向電壓而令其關斷，從而實現將直流電能有源逆變為交流電能送入交流電網。如果整流電路是半控型電路，其輸出直流電壓平均值不可能為負值，電流又不可能為負值，則功率不能為負值，因而不可能實現有源逆變。所以要實現有源逆變，整流電路必須是全控型電路。

直流電機的轉矩Te正比于電樞電流ID，轉速N正比于電樞電壓VD，改變VD、ID的大小和方向即可使電機四象限運行（分別對應正、反方向旋轉時的電動機、發電機工作情況）?？刂埔粋€三相全控橋型晶閘管相控整流電路，改變控制角可以輸出單方向電流和可正、可負的直流電壓。再用另一個同樣的三相全控橋型晶閘管相控整流電路，改變其控制角又可輸出一個反方向的電流和輸出電壓為可正、可負的直流電壓。

將兩個三相橋電路反并聯如圖3.31(a)所示，即可對直流電機提供四象限電源，實現直流電機的四象限運行（或可逆傳動）。

1、直流電機四象限傳動系統圖3.32交流繞線轉子異步電動機調速系統繞線型轉子異步電動機：轉子繞組的三相交流電經三相不控整流橋輸出，其直流電壓平均值：令三相全控橋工作在有源逆變狀態，則

不計換流電壓損失：

則得電動機運行時的轉速：

2、交流繞線式異步電動機調速系統3、高壓直流輸電

遠距離高壓直流輸電具有許多優越性。需要在輸電線首端（發電機處）將交流電變為直流電，經遠距離直流傳輸后在輸電線末端用戶（負載）處再將直流電變為交流電供負載用電。直流輸電線首、末端要接入整流器和逆變器。由于輸電功率極大，遠距離輸電大都采用晶閘管（半控型器件）相控整流和有源逆變器，變換系統圖類似圖3.31，只是中間直流環節不是直流電機而是遠距離直流輸電線。實際高壓直流輸電系統中，線路首、末兩端的整流器和有源逆變器都是由三相全控橋電路為基本單元的復合型變換器，即由多個三相橋變換器串、并聯組合成復合結構變換器，每個三相橋變換器中的A、B、C三相上下橋臂又由許多晶閘管串聯組成，以提供高壓大電流的相控整流和有源逆變。9.1.1電力電子器件驅動電路概述■驅動電路

◆是電力電子主電路與控制電路之間的接口。◆良好的驅動電路使電力電子器件工作在較理想的開關狀態，縮短開關時間，減小開關損耗。

◆對裝置的運行效率、可靠性和安全性都有重要的意義?！粢恍┍Ｗo措施也往往設在驅動電路中，或通過驅動電路實現?！鲵寗与娐返幕救蝿?/p>

◆按控制目標的要求給器件施加開通或關斷的信號。

◆對半控型器件只需提供開通控制信號；對全控型器件則既要提供開通控制信號，又要提供關斷控制信號?！鲵寗与娐愤€要提供控制電路與主電路之間的電氣隔離環節，一般采用光隔離或磁隔離。

◆光隔離一般采用光耦合器

?光耦合器由發光二極管和光敏晶體管組成，封裝在一個外殼內。

?有普通、高速和高傳輸比三種類型。ERERERa)b)c)UinUoutR1ICIDR1R1圖9-1光耦合器的類型及接法a)普通型TLP521

b)高速型6N137

c)高傳輸比型TIL113

光耦——可隔離交流或直流信號。特點：參數設計簡單、輸出端需要隔離驅動電源、帶寬/驅動功率有限。

◆磁隔離的元件通常是脈沖變壓器——可傳遞交變或單向的矩形脈沖，能進行電流或電壓變換。存在問題——脈沖寬度較寬時，變壓器體積重量大、激磁電流大。解決方法——高頻調制解調(寬脈沖變成寬度為脈沖寬度的高頻脈沖列)特點——即可傳遞信號又可傳遞功率、頻率越高,體積越小。——適合高頻應用■驅動電路的分類

◆按照驅動電路加在電力電子器件控制端和公共端之間信號的性質，可以將電力電子器件分為電流驅動型和電壓驅動型兩類。

◆晶閘管的驅動電路常稱為觸發電路?！鲵寗与娐肪唧w形式可為分立元件的，但目前的趨勢是采用專用集成驅動電路。

◆雙列直插式集成電路及將光耦隔離電路也集成在內的混合集成電路。

◆為達到參數最佳配合，首選所用器件生產廠家專門開發的集成驅動電路。9.1.2晶閘管的觸發電路IIMt1t2t3t4圖9-2理想的晶閘管觸發脈沖電流波形t1~t2脈沖前沿上升時間（<1s）t1~t3強脈沖寬度IM強脈沖幅值（3IGT~5IGT）t1~t4脈沖寬度I脈沖平頂幅值（1.5IGT~2IGT）

■晶閘管的觸發電路

◆作用：產生符合要求的門極觸發脈沖，保證晶閘管在需要的時刻由阻斷轉為導通?！艟чl管觸發電路往往還包括對其觸發時刻進行控制的相位控制電路。

◆觸發電路應滿足下列要求

?觸發脈沖的寬度應保證晶閘管可靠導通，比如對感性和反電動勢負載的變流器應采用寬脈沖或脈沖列觸發。

?觸發脈沖應有足夠的幅度，對戶外寒冷場合，脈沖電流的幅度應增大為器件最大觸發電流的3~5倍，脈沖前沿的陡度也需增加，一般需達1~2A/s。

?觸發脈沖應不超過晶閘管門極的電壓、電流和功率定額，且在門極伏安特性的可靠觸發區域之內。

?應有良好的抗干擾性能、溫度穩定性及與主電路的電氣隔離。9.1.3同步信號為鋸齒波的觸發電路1、脈沖形成與放大環節+15V-15V脈沖形成環節由V4、V5構成；放大環節由V7、V8組成?？刂齐妷簎co加在V4基極上，觸發脈沖由脈沖變壓器TP二次輸出。

當V4的基極電壓uco=0時，V4截止。電源+E1經R11供給V5基極電流，使V5飽和導通。所以V5集電極電壓接近-E1，V7、V8處于截止狀態，無脈沖輸出。電源+E1經R9、V5的發射極到-E1對電容C3充電，充滿后電容端電壓接近2E1，極性如圖所示。當uco≥0.7V時，V4導通。A點電位從+E1突降到1V，由于電容C3兩端電壓不能突變，所以V5基極電位也突降到-2E1，V5基射極反偏置，V5立即截止。它的集電極電壓由-E1迅速上升到鉗位電壓2.1V時，使得V7、V8導通，輸出觸發脈沖。同時電容C3由+E1經R11、VD4、V4放電并反向充電，使V5基極電位逐漸上升。直到V5基極電位ub5>-E1，V5又重新導通。這時V5集電極電壓立即降到-E1，使V7、V8截止，輸出脈沖終止。脈沖前沿由V4導通時刻確定，脈沖寬度由反向充電時間常數R11C3決定。

2、鋸齒波的形成和脈沖移相環節+15V當V2截止時，恒流源電流I1C對電容C2充電，所以C2兩端的電壓uC為uC按線性增長，即ub3按線性增長。調節電位器RP2，可以改變C2的恒定充電電流I1C。

當V2導通時，因R4很小，所以C2迅速放電，使得ub3電位迅速降到零伏附近。當V2周期性地導通和關斷時，ub3便形成一鋸齒波。射極跟隨器V3的作用是減小控制回路電流對鋸齒波電壓ub3的影響。V4基極電位由鋸齒波電壓、控制電壓uco、直流偏移電壓up三者疊加所定，它們分別通過電阻R6、R7、R8

與V4基極連接。

鋸齒波電壓形成電路由V1、V2、V3和C2等元件組成，其中V1、VS、RP2和R3為一恒流源電路。根據疊加原理，先設uh為鋸齒波電壓ue3單獨作用在基極時的電壓，其值為

所以uh仍為鋸齒波，但斜率比ue3低。同理，直流偏移電壓up單獨作用在V4基極時的電壓為

控制電壓uco單獨作用在V4基極時的電壓為：

所以，仍為一條與up平行的直線，但絕對值比up??；仍為一條與uco平行的直線，但絕對值比uco小。

當V4不導通時，V4的基極b4的波形由確定。當b4點電壓等于0.7V后，V4導通。產生觸發脈沖。改變uco便可以改變脈沖產生時刻，脈沖被移相。加up的目的是為了確定控制電壓uco=0時脈沖的初始相位。以三相全控橋為例，當接反電勢電感負載時，脈沖初始相位應定在α=90度；當uco=0時，調節up的大小使產生脈沖的M點對應α=90度的位置。當uco為0，α=90度，則輸出電壓為0；如uco為正值，M點就向前移，控制角α<90度，處于整流工作狀態；如uco為負值，M點就向后移，控制角α>90度，處于逆變狀態。

3、同步環節同步環節是由同步變壓器TS、VD1、VD2、C1、R1和晶體管V2組成。同步變壓器和整流變壓器接在同一電源上，用同步變壓器的二次電壓來控制V2的通斷作用，這就保證了觸發脈沖與主電路電源同步。同步是指鋸齒波的頻率與主電路電源的頻率相同且相位關系確定。鋸齒波是由開關管V2控制的，也就是由V2的基極電位決定的。同步電壓uTS經二極管VD1加在V2的基極上。當電壓波形在負半周的下降段時，因Q點為零電位，R點為負電位，VD1導通，電容C1被迅速充電。Q點電位與R點相近，故在這一階段V2基極為反向偏置，V2截止。在負半周的上升段，+E1電源通過R1給電容C1充電，其上升速度比uTS波形慢，故VD1截止，uQ為電容反向充電波形。當Q點電位達1.4V時，V2導通，Q點電位被鉗位在1.4V。直到TS二次電壓的下一個負半周到來，VD1重新導通，C1放電后又被充電，V2截止。如此循環往復，在一個正弦波周期內，包括截止與導通兩個狀態，對應鋸齒波波形恰好是一個周期，與主電路電源頻率和相位完全同步，達到同步的目的。可以看出鋸齒波的寬度是由充電時間常數R1C1決定的。觸發電路自身在一個周期內可輸出兩個間隔60度的脈沖，稱內雙脈沖電路。而在觸發器外部通過脈沖變壓器的連接得到雙脈沖稱為外雙脈沖。本觸發電路屬于內雙脈沖電路。當V5、V6都導通時，V7、V8截止，沒有脈沖輸出。只要V5、V6有一個截止，就會使V7、V8導通，有脈沖輸出。因此本電路可產生符合要求的雙脈沖。第一個脈沖由本相觸發單元的uco對應的控制角α使V4由截止變導通造成V5瞬時截止，使得V8輸出脈沖。隔60度的第二個脈沖是由后一相觸發單元通過連接到引腳Y使本單元V6截止，使本觸發電路第二次輸出觸發脈沖。其中VD4和R17的作用主要是防止雙脈沖信號相互干擾。4、雙窄脈沖形成環節在三相橋式全控整流電路中，雙脈沖環節的可按下圖接線。六個觸發器的連接順序是：1Y-2X、2Y-3X、3Y-4X、4Y-5X、5Y-6X、6Y-1X。

36V交流電壓經整流、濾波后得到50V直流電壓，經R15對C6充電，B點電位為50V。當V8導通時，C6經脈沖變壓器一次側R16、V8迅速放電，形成脈沖尖峰，由于有R15的電阻，且電容C6的存儲能量有限，B點電位迅速下降。當B點電位下降到14.3V時，VD15導通，B點電位被15V電源鉗位在14.3V，形成脈沖平臺。C5組成加速電路，用來提高觸發脈沖前沿陡度。

6、脈沖封鎖二極管

VD5陰極接零電位或負電位，使V7、V8截止，可以實現脈沖封鎖。VD5用來防止接地端與負電源之間形成大電流通路。5、強觸發環節*9.1.4集成觸發電路(簡介)目前國內生產的集成觸發器有KJ系列和KC系列，國外生產的有TCA系列，下面簡要介紹由KC系列的KC04移相觸發器和KC4lC六路雙脈沖形成器所組成的三相全控橋集成觸發器的工作原理。（1）KC04移相觸發器的主要技術指標如下：電源電壓：DC±l5V，允許波動±5%；電源電流：正電流≤l5mA，負電流≤8mA；移相范圍：≥(=30V，=l5KΩ)；脈沖寬度：400s～2ms；脈沖幅值：≥13V；最大輸出能力：100mA；正負半周脈沖不均衡：≤土；環境溫度：-——。內部結構KC4lC六路雙窄脈沖形成器KC4lC是六路雙脈沖形成集成電路KC4lC的輸入信號通常是KC04的輸出，把三塊KC04移相觸發器的l腳與15腳產生的6個主脈沖分別接到KC4lC集成塊的1~6腳，經內部集成二極管完成“或”功能，形成雙窄脈沖，再由內部6個集成三極管放大，從10~15腳輸出，還可以在外部設置Vl~V6晶體管作功率放大，可得到800mA的觸發脈沖電流，供觸發大電流的晶閘管用。KC4lC不僅具有雙窄脈沖形成功能，而且還具有電子開關控制封鎖功能，當7腳接地或處于低電位時，內部集成開關管截止，各路正常輸出脈沖；當7腳接高電位或懸空時，飽和導通，各路無脈沖輸出。圖3-57AKJ041電路原理圖KC4lC與KC04組成的雙窄脈沖觸發電路觸發電路的定相初始脈沖是指Ud＝0時，控制電壓uco與偏移電壓up為固定值條件下的觸發脈沖。因此，必須根據被觸發晶閘管陽極電壓的相位，正確供給各觸發電路特定相位的同步電壓，才能使觸發電路分別在各晶閘管需要觸發脈沖的時刻輸出脈沖。這種選擇同步電壓相位以及得到要求的觸發時刻的方法，稱為觸發電路的定相。

晶閘管VT1的陽極與uu相接，VT1所接主電路電壓為+uu，觸發脈沖從0°至180°對應的范圍為ωt1～ωt2。采用鋸齒波同步的觸發電路時，同步信號負半周的起點對應于鋸齒波的起點，通常使鋸齒波的上升段為240度，上升段起始的30度和終了段30度線性度不好，舍去不用，使用中間的180度。所以取同步波-uu。

三相橋整流電路大量用于直流電機調速系統，通常要求可實現再生制動，使Ud=0時的觸發角α為90o。當α

<90o時為整流工作，α>90o時為逆變工作。將α=90o確定為鋸齒波的中點，鋸齒波向前向后各有90o的移相范圍。α=0o對應于uu的30o的位置，說明VT1的同步電壓應滯后于uu180o。對于其他5個晶閘管，也存在同樣的關系，即同步電壓滯后于主電路電壓180o。

三相全控橋的定相同步變壓器和整流變壓器的接法及矢量圖(了解)

因此一旦確定了整流變壓器和同步變壓器的接法，即可選定每一個晶閘管的同步電壓信號。為防止電網電壓波形畸變對觸發電路產生干擾，可對同步電壓進行R-C濾波，當R-C濾波器滯后角為60o時，同步電壓選取結果見表晶閘管VT1VT2VT3VT4VT5VT6主電路電壓+Uu-Uw+Uv-Uu+Uw-Uv同步電壓+Usv-Usu+Usw-Usv+Usu-Usw同步電壓的選取結果見表晶閘管VT1VT2VT3VT4VT5VT6主電路電壓+Uu-Uw+Uv-Uu+Uw-Uv同步電壓-Usu+Usw-Usv+Usu-Usw+Usv*3.11含有源功率因數校正環節(PFC)的單相高頻整流3.11.1諧波電流的危害及改善措施3.11.2含升壓(Boost)型功率因數校正器的高頻整流3.11.3帶反激式功率因數校正器的高頻整流3.11.1諧波電流的危害及改善措施

220V單相交流電網不控整流電容濾波的應用極為廣泛，但主要缺點是：

(1)輸入交流電壓是正弦波，僅在交流電壓的瞬時值大于電容電壓時才有輸入電流，因此輸入交流電流波形嚴重畸變，呈脈沖狀。

(2)直流輸出電壓只與交流輸入電壓有關而不能調控。為了得到輸出可控的直流電壓，可采用相控整流。但相控整流直流電壓脈動很大，且最低次諧波頻率為2次諧波，需要很大的濾波器才能得到平穩的直流電壓。在相控直流電壓較低時電源功率因數低，同時交流電源輸入電流中仍含有大量的諧波電流。3.11.1諧波電流的危害及改善措施（續1）流過線路阻抗造成諧波電壓降，使電網電壓也發生畸變；可能危害通訊線路；會使線路和配電變壓器過熱，損壞電器設備；會引起電網LC諧振；高次諧波電流流過電網所產生的諧波電壓可能使電容器過流、過熱而爆炸；在三相四線制電路中，中線流過三相的三次諧波電流(3倍的3次諧波電流)，使中線過流而損壞；還使整流負載交流輸入端功率因數下降，其結果是發電、配電及變電設備的利用率降低，功耗加大，效率降低。

諧波電流對電網有嚴重的危害作用：3.11.1諧波電流的危害及改善措施（續2）為了減小AC-DC變流電路輸入端諧波電流造成的嚴重后果，確保電網良好運行，提高電網的可靠性，同時也為了提高輸入端功率因數，必須限制AC-DC整流電路的輸入端諧波電流。現在，限制電網諧波電流相應的國際標準已經頒布實施，如IEC-555-2，EN60555-2等，一般規定各次諧波電流不得大于某極限值。表3.7給出了某一標準要求的諧波電流限制值。

表3.7AC-DC變流電路對輸入端諧波電流的限制值由于整流器輸入端功率因數PF不僅與基波電流的相位移角φ1有關，同時還與諧波電流的大小有關，不控整流能使基波電流與交流電源電壓基本同相，cosφ1=1，但呈脈沖狀的電流含有很大的諧波成份，因而交流電源的功率因數不高?！?10302諧波電流％(以基波為基數)…7次5次3次2次諧波階次圖3.35AC/DC整流電路3.35(1)附加無源濾波器

無源LC濾波器的優點是：簡單、成本低、可靠性高、電磁干擾EMI小。缺點是：體積、重量大，難以得到高功率因數(一般提高到0.9左右)，工作性能與頻率、負載變化及輸入電壓變化有關，電感和電容間有大的充放電電流并可能引發電路L、C諧振等。

在圖示的整流器和電容之間接入一個濾波電感，增加導電寬度，減緩其脈沖性，從而減小電流的諧波成份。或者在交流側并聯接入LC濾波器，使諧波電流經LC濾波器形成回路而不進入交流電源。采用兩類技術措施可減小電源電流中的諧波電流，提高功率因數3.11.1諧波電流的危害及改善措施（續3）3.11.1諧波電流的危害及改善措施（續4）(2)附加有源功率因數校正器或采用高頻PWM整流不控整流電路與負載之間接入DC-DC開關變換器，用電流反饋技術使交流電源電流波形跟蹤交流輸入正弦電壓波形，并與之同相，從而使輸入端總諧波畸變率THD小于5％，而功率因數可提高到0.95或更高。

含有源功率因數校正環節的單相整流被簡稱為有源功率因數校正(ActivePowerFactorCorrection)APFC。它是將高頻PWMDC-DC變換應用于單相整流，故也是一種單相高頻PWM整流。3.11.1諧波電流的危害及改善措施（續5）優點：可得到較高的功率因數，如0.95~0.99，且THD??；可在較寬的輸入電壓范圍(如90~264VAC)下工作；體積、重量小；輸出電壓也可保持恒定，或被調控為指令值。不足:電能只能從交流電源流向直流側負載，而不可能將直流側的電能反送至交流電網，因此只是一種單向的PWM整流。現在APFC技術已廣泛應用于AC-DC開關電源、交流不間斷電源(UPS)、熒光燈電子鎮流器及其它電子儀器電源中。3.11.2含升壓(Boost)型功率因數校正器的高頻整流（續1）主電路：1)單相橋式不控整流器2)Boost變換器控制電路：1)電壓誤差放大器VAR2)電流誤差放大器CAR3)乘法器4)比較器C5)驅動器6)其它相關電路

3.11.2含升壓(Boost)型功率因數校正器的高頻整流（續2）主電路拓撲是一個全波整流器，實現AC→DC的變換，電壓波形不會失真；在濾波電容C之前是一個BoostConverter，實現升壓式

DC→DC的變換；從控制回路看，它由一個電壓外環和一個電流內環構成；升壓電感中的電流受到連續監控和調節，使之能跟隨整流后正弦半波電壓波形。

電路特點：3.11.2含升壓(Boost)型功率因數校正器的高頻整流（續3）有源功率因數校正的控制思想思路:

主要是控制已整流后的電流，使之在對濾波大電容充電之前，能與整流后的電壓波形相同，從而避免電流脈沖的形成，達到改善功率因數的目的。Boost—APFC原理電路

3.11.2含升壓(Boost)型功率因數校正器的高頻整流（續4）有源功率因數校正器(APFC)工作原理

主電路的輸出電壓Vo和指令輸出電壓送入電壓誤差放大器VAR，進行PI調節，VAR的輸出是個直流量m；將二極管整流電壓檢測值vdc=|vS|(交流電源電壓瞬時值的絕對值)和VAR的輸出電壓信號m共同加到乘法器的輸入端，用乘法器的輸出m|vS|作為電感電流iL(|iS|=iL)指令ir；電流指令的波形與交流電源電壓相同，即與交流電源同相位的正弦波，大小ir(ir=mVdc)=m|VS|取決于實際電壓與電壓指令值的誤差。將ir與電感電流的檢測值iL=|iS|