1、差動放大電路與集成運算放大器第1頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第 4 章 差動放大電路與集成運算放大器 實訓4 基本運算電路的組裝與測試 (一) 實訓目的 (1) 初步接觸集成運算放大器,了解其外形特征、 管腳設置及其基本外圍電路的連接。 (2) 通過反相比例運算電路、加法運算電路及減法運算電路輸出、 輸入之間關系的測試，初步了解集成運放基本運算電路的功能。 (3) 進一步熟練示波器的使用，練習使用雙蹤示波器測量直流及正弦交流電壓，以及對兩路信號進行對比。 第2頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 (二) 預習要求 (1) 復習前一章中有關集成

2、運放及其引入負反饋的有關內容。 (2) 提前熟悉雙蹤示波器的使用方法。 (三) 實訓原理 1. 集成運算放大器簡介 集成運算放大器（簡稱集成運放或運放）是一種高放大倍數、高輸入阻抗、低輸出阻抗的直接耦合多級放大器，具有兩個輸入端和一個輸出端，可對直流信號和交流信號進行放大 本實訓所用LM741集成運放的外引腳排列順序及符號如實圖4.1所示。它有8 個管腳，各管腳功能如圖注所示。第3頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第4頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 集成運放是本教材中頭一個集成電子器件，其內部結構比較復雜。不過，我們暫時可以不去了解其內部電路

3、，只要掌握其外圍電路的接法就可以了。 2. 負反饋的引入 由第3章可知，放大器引入負反饋后，可以改善很多性能。 集成運放若不接負反饋或接正反饋，只要有一定的輸入信號（即使是微小的輸入信號），輸出端就會達到最大輸出值（即飽和值），運放的這種工作狀態稱為非線性工作狀態。非線性工作狀態常用在電壓比較器和波形發生器等電路中，這里暫不考慮。集成運放引入負反饋后， 就可工作于線性狀態。線性狀態時，輸出電壓Uo與輸入電壓Ui之間的運算關系僅取決于外接反饋網絡與輸入端的外接阻抗，而與運算放大器本身參數無關。這一點大家在實訓中要充分體會。 第5頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 3. 幾

4、種基本運算電路 依外接元件連接的不同，集成運放可以構成比例放大、 加減法、微分、積分等多種數學運算電路。本實訓只不過進行其中幾種運算。 1） 反相比例運算 反相比例運算電路如實圖4.2(a)所示。輸入信號Ui從反相輸入端輸入,同相輸入端經電阻接地。這個電路的輸出與輸入之間有如下關系: Uo= 即輸出電壓與輸入電壓成比例, 比例系數僅與外接電阻Rf、R1有關，與運放本身的參數無關。同相端所接R2、R3稱為平衡電阻，其作用是避免由于電路的不平衡而產生誤差。 第6頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第7頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 若使Rf=R1，

5、則Uo=Ui，此時電路稱為反相器，即輸出電壓與輸入電壓大小相等而極性相反。 2） 反相加法運算 實圖4.2（b）所示為反相加法運算電路。圖中，兩個輸入信號Ui1、Ui2分別經R1、R2（數值與R1相等）輸入反相端。 R3為平衡電阻，R3=R1/R2/Rf。這個電路的輸出輸入關系為 Uo= 若Rf=R1=R2，則Uo=（Ui1+Ui2）。 第8頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 3） 減法運算 實圖4.2(c)為減法運算電路, 其中R1=R2，R3=Rf。兩個輸入信號Ui1、Ui2分別經電阻R1、R2從反相、同相兩個輸入端輸入。這個電路的輸出輸入關系為 Uo= 若R1=R

6、2=R3=Rf，則Uo=Ui2Ui1。 4. 調零問題 由于集成運放一般都存在失調電壓和失調電流， 因而會影響運算精度。比如，實圖4.2(a)的反相比例運算電路中, 輸入電壓Ui=0時，輸出電壓Uo不為0，而是一個很小的非零數。 第9頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 調整1、5腳連接的調零電位器RP，可使輸出電壓變為零。 這個過程就是運放的調零。調零之后再進行各種運算電路的測量，測量結果才會準確。 (四) 實訓內容 1. 反相比例運算電路測試 按實圖4.2(a)在模擬實驗包上搭建電路，確定無誤后，接入15V直流穩壓電源。首先對運放電路進行調零，即令Ui=0，再調整調零

7、電位器RP，使輸出電壓Uo=0。 （1） 按實表4.1指定的電壓值輸入不同的直流信號Ui，分別測量對應的輸出電壓Uo，并計算出電壓放大倍數。 第10頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第11頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 （2） 將輸入信號改為f=1kHz、幅值為200 mV的正弦交流信號，用示波器觀察輸入、輸出信號的波形。分析其是否滿足上述反相比例關系。 （3）把R1、R2換成51k，其余條件不變，重復上述（1）、（2）步的內容。 （4）把R1、R2、R3、R4均接成100k，其余條件不變， 重復上述（1）、（2）步的內容。 2. 反相加法運

8、算電路測試 按實圖4.2(b)接線， 調零過程同上。 第12頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 調節RP1、RP2，使A、B兩點電位UA、UB為實表4.2中數值。分別測量對應的輸出電壓Uo。 3. 減法運算電路測試 接實圖4.2(c)接線。調節RP1、RP2，使UA、UB為實表4.3中數值。分別測量對應的輸出電壓Uo。 (五) 實訓報告 (1) 整理數據， 完成表格。 (2) 根據測量結果將實測值與計算值相比較， 分析各個基本運算電路是否符合相應運算關系。 (3) 總結集成運放的調零過程。 第13頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 (六) 思考題

9、 經過實訓， 你肯定對下列問題產生了興趣： (1) 在集成運放的運算電路中，為什么其輸出、輸入之間關系僅由外接元件決定，而與運放本身的參數無關？ (2) 按照反相比例運算關系，加大比例系數是否可使輸出電壓無限地增大呢？這顯然不會。那么，增大到什么程度就不再增大了呢？ (3) 運放兩個輸入端為什么要“平衡”， 集成運放內部電路的輸入部分是什么電路？ (4) 積分微分運算電路是如何構成的？ 后續理論課很快便會使這些問題得到解決。 第14頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三4.1 差動放大電路 4.1.1 直接耦合放大中的特殊問題 在實際應用中，對于信號的放大，一般都采用多級放

10、大電路，以達到較高的放大倍數。 多級放大電路中，各級之間的耦合方式有三種， 即阻容耦合、變壓器耦合和直接耦合。對于頻率較高的交流信號進行放大時，常采用阻容耦合或變壓器耦合。但是， 在生產實際中，需要放大的信號往往是變化非常緩慢的信號，甚至是直流信號。對于這樣的信號，不能采用阻容耦合或變壓器耦合， 而只能采用直接耦合方式。 所謂直接耦合，就是放大器前級輸出端與后級輸入端以及放大器與信號源或負載直接連接起來，或者經電阻等能通過直流的元件連接起來。 第15頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 或者經電阻等能通過直流的元件連接起來。由于直接耦合放大器可用來放大直流信號，所以也稱為

11、直流放大器。在集成電路中要制作耦合電容和電感元件相當困難，所以近些年來發展起來的很多集成電路（如集成運算放大器），其內部電路多采用直接耦合方式。 實際上，直接耦合放大器不僅能放大直流信號， 也能放大交流信號。因此，隨著集成電路的發展，直接耦合放大器正得到越來越廣泛的應用。 然而，在多級放大器中采用直接耦合存在兩個特殊問題必須加以解決。一是級間直流量的相互影響問題，二是零點漂移問題。 第16頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 圖4.1.1（a）是一個簡單的直接耦合放大器， 后級輸入端（V2的基極）直接接在前級的輸出端（V1的集電極）。在這種電路中就存在前后級間直流量的相互

12、影響問題。首先， 兩級放大器的靜態工作點是相互影響的。當V1的靜態工作點發生偏移時，這個偏移量會經過V2放大，使V2的靜態工作點發生更大的偏移。其次，由于V1的集電極與2的基極為同一電位，因而V1的UCE1受到V2的UBE2的鉗制而只有0.7V左右 致使信號電壓的動態范圍很小。為了克服這一不足，可在V2發射極接電阻，使V2的發射極電位升高， 則其基極（V1的集電極）電位也可升高。 第17頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 如圖4.1.1（b）所示。不過，若采用圖4.1.1（b）所示電路，后級的集電極電位逐級高于前級的集電極電位，經過幾級耦合之后， 末級的集電極電位便會接

13、近電源電壓，這實際上也是限制了放大器的級數。 所謂零點漂移，就是當輸入信號為零時，輸出信號不為零， 而是一個隨時間漂移不定的信號。零點漂移簡稱為零漂。產生零漂的原因有很多，如溫度變化、電源電壓波動、晶體管參數變化等。其中溫度變化是主要的，因此零漂也稱為溫漂。 在阻容耦合放大器中，由于電容有隔直作用，因而零漂不會造成嚴重影響。但是，在直接耦合放大器中，由于前級的零漂會被后級放大，因而將會嚴重干擾正常信號的放大和傳輸。比如，圖4.1.1所示直接耦合電路中，輸入信號為零時（即Ui=0），輸出端應有固定不變的直流電壓Uo = UCE2。 第18頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三

14、第19頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 但是由于溫度變化等原因，V1、V2的靜態工作點會隨之改變，于是使輸出端電壓發生變化，也就是有了輸出信號。特別是V1工作點的變化影響最大，它會像信號一樣直接耦合到V2， 并被V2放大。 因此，直接耦合放大器的第一級工作點的漂移對整個放大器的影響是最嚴重的。顯然，放大器的級數越多，零漂越嚴重。 由于零漂的存在，我們將無法根據輸出信號來判斷是否有信號輸入，也無法分析輸入信號的大小。對于級間直流量的相互影響問題， 一般采用降低前級輸出電壓、抬高后級發射極電位、采用NPN與PNP組合電路等方法加以解決。 第20頁，共184頁，2022年，

15、5月20日，4點49分，星期三 除圖4.1.2（b）之外， 圖4.1.2（a）亦為抬高后級發射極電位的直接耦合電路，圖4.1.2（b）則為NPN管與PNP管組合的直接耦合電路。 在圖4.1.2（a）中，由于二極管D的靜態電阻大，靜態電流流過時產生的壓降大，故可有效地提高V2的發射極電位； 但二極管的動態電阻小，故信號電流流過時產生的壓降小， 因而對信號的負反饋作用小，不會引起放大倍數顯著下降。 這里是利用了非線性元件的靜態電阻與動態電阻不相等的特性來適應直接耦合放大器對靜態和動態參數的不同要求的。而圖4.1.2（b）所示電路則沒有這種作用。在圖4.1.2（b）中，由于V1、V2兩管所需的電壓極

16、性相反，V1的集電極電位比基極電位高，V2的集電極電位比基極電位低，這樣的兩個管子配合使用，兩級電路便都能得到合適的工作電壓。 第21頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第22頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 對于零點漂移問題，不能通過增加級數、提高放大倍數的辦法來解決，因為這樣做雖然提高了放大和分辨微弱信號的能力，但同時第一級的零漂信號也被放大了。為了減小零點漂移， 常用的主要措施有：采用高穩定度的穩壓電源； 采用高質量的電阻、晶體管，其中晶體管選硅管（硅管的ICBO比鍺管的小）； 采用溫度補償電路；采用差動式放大電路，等等。在上述這些措施中，

17、采用差動放大電路是目前應用最廣泛的能有效抑制零漂的方法。下面將對這種方法作重點介紹。 第23頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 4.1.2基本差動放大器 1. 工作原理 圖4.1.3是基本的差動放大器， 它由兩個完全相同的單管放大器組成。由于兩個三極管V1、V2的特性完全一樣， 外接電阻也完全對稱相等，兩邊各元件的溫度特性也都一樣，因此兩邊電路是完全對稱的。輸入信號從兩管的基極輸入， 輸出信號則從兩管的集電極之間輸出。 靜態時，輸入信號為零，即Ui1=Ui2=0，由于電路左右對稱，即Ic1=Ic2，Ic1Rc=Ic2Rc或Uc1=Uc2，故輸出電壓為Uo=Uc1Uc2=

18、0。 第24頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第25頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 當電源波動或溫度變化時，兩管集電極電位將同時發生變化。比如，溫度升高會引起兩管集電極電流同步增加，由此使集電極電位同步下降。考慮到電路的對稱性，兩管集電極電位的減少量必然相等，即Uc1=Uc2，于是輸出電壓為Uo=(Uc1Uc1)(Uc2Uc2)=0。 由此可見，盡管每只管子的零漂仍然存在，但兩管的漂移信號（Uc1、Uc2）在輸出端恰能互相抵消，使得輸出端不出現零點漂移， 從而使零漂受到了抑制。這就是差動放大器抑制零點漂移的基本原理。 第26頁，共184頁，2

19、022年，5月20日，4點49分，星期三 由上述分析可知， 差動放大電路是利用兩邊電路相同的零漂互相抵消的辦法來抑制輸出端零漂的。顯然，兩邊電路的對稱性將直接影響這種抵消的效果。 電路對稱性越好，這種抵消效果越好，對零漂的抑制能力越強。為了減小零漂，應盡量提高電路的對稱程度。在集成運放等集成電路中，其輸入級采用差動放大形式，由于集成工藝上可實現很高的電路對稱性， 因而其抑制零漂的能力都很強。 2. 共模信號與差模信號 差動放大器的輸入信號可以分為兩種， 即共模信號和差模信號。在放大器的兩輸入端分別輸入大小相等、極性相同的信號即Ui1=Ui2時，這種輸入方式稱為共模輸入，所輸入的信號稱為共模（輸

20、入）信號。 第27頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 共模輸入信號常用Uic來表示，即Uic=Ui1=Ui2。在共模輸入時，輸出電壓與輸入共模電壓之比稱為共模電壓放大倍數， 用Ac表示。在放大器的兩輸入端分別輸入大小相等、極性相反的信號，即Ui1=Ui2時，這種輸入方式稱為差模輸入，所輸入的信號稱為差模輸入信號。差模輸入信號常用Uid來表示， 即 Ui1= 在差模輸入時，輸出電壓與輸入差模電壓之比稱為差模電壓放大倍數， 用Ad表示。差動放大器兩種輸入方式如圖4.1.4所示。 第28頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第29頁，共184頁，2022年

21、，5月20日，4點49分，星期三 由圖4.1.4（a）可以看出，當差動放大器輸入共模信號時， 由于電路對稱，其輸出端的電位Uc1和Uc2的變化也是大小相等、極性相同，因而輸出電壓Uoc保持為零。可見，在理想情況下（電路完全對稱），差動放大器在輸入共模信號時不產生輸出電壓，也就是說，理想差動放大器的共模電壓放大倍數為零，或者說，差動放大器對共模信號沒有放大作用，而是有抑制作用。實際上，上述差動放大器對零漂的抑制作用就是它抑制共模信號的結果。因為當溫度升高時，兩個晶體管的電流都要增大，這相當于在兩個輸入端加上了大小相等、 極性相同的共模信號。換句話說，產生零漂的因素可以等效為輸入端的共模信號。顯然

22、，Ac越小，對零漂的抑制作用越強。 第30頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 由圖4.1.4（b）可以看出，當差動放大器輸入差模信號(Ui1=1/2Uid，Ui2=1/2Uid）時，由于電路對稱，其兩管輸出端電位Uc1和Uc2的變化也是大小相等、極性相反。若某個管集電極電位升高Uc，則另一個管集電極電位必然降低Uc。設兩管的電壓放大倍數均為A（兩管對稱， 參數相同），則兩管輸出端電位增量分別為Uc1=Uc= ， Uc2=Uc=差動放大器總的輸出電壓為 Uod=Uc1Uc2=2Uc=UidA第31頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三差模電壓放大倍數為

23、 式（4.1.1）表明，差動放大器的差模電壓放大倍數等于組成該差動放大器的半邊電路的電壓放大倍數。 由單管共射放大器的電壓放大倍數計算式，有 一般 應當說明，當兩管的輸出端（即集電極）間接有負載RL時，上式應為 第32頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 其中RL=Rc(1/2RL)。這里RLRcRL，其原因是由于兩管對稱，集電極電位的變化等值反相， 而與兩集電極相連的RL的中點電位不變，這點相當于交流地電位。因而對每個單管來說， 負載電阻（輸出端對地間的電阻）應是RL的一半，即RL/2，而不是RL。 差動放大器對共模信號無放大，對差模信號有放大，這意味著差動放大器是針對

24、兩輸入端的輸入信號之差來進行放大的， 輸入有差別，輸出才變動，即為“差動”。在更一般的情況下， 兩個輸入信號電壓既非共模，又非差模，而是任意的兩個信號， 這種情況稱為不對稱輸入。不對稱輸入信號可以視為差模信號與共模信號的合成。 第33頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 分析這類信號時，可先將它們分解成共模信號和差模信號，然后再去處理。其中差模信號是兩個輸入信號之差。 上述放大器的輸入回路經過兩個管子的發射結和兩個電阻Rs，故輸入電阻為 rid=2(Rs+rbe) (4.1.3)放大器的輸出端經過兩個Rc，故輸出電阻為Ro2Rc (4.1.4) 3. 共模抑制比 如上所述

25、， 差動放大器的輸入信號可以看成一個差模信號與一個共模信號的疊加。第34頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 對于差模信號，我們要求放大倍數盡量地大； 對于共模信號，我們希望放大倍數盡量地小。為了全面衡量一個差動放大器放大差模信號、抑制共模信號的能力，我們引入一個新的量共模抑制比，用來綜合表征這一性質。共模抑制比KCMRR的定義為有時用對數形式表示 這個定義表明， 共模抑制比愈大， 差動放大器放大差模信號（有用信號）的能力越強，抑制共模信號（無用信號）的能力也越強。第35頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 4.1.3 實際差動放大器 1. 帶射極公

26、共電阻的差動放大器 上述基本差動放大器是利用電路兩側的對稱性抑制零漂等共模信號的。但是它還存在兩方面的不足。首先，各個管子本身的工作點漂移并未受到抑制。若要其以單端輸出（也叫不對稱輸出），則其“兩側對稱，互相抵消”的優點就無從體現了； 另外，若每側的漂移量都比較大，此時要使兩側在大信號范圍內作到完全抵消也相當困難。針對上述不足，我們引入了帶射極公共電阻的差動放大器，如圖4.1.5所示。 第36頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第37頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 帶射極公共電阻Re的差放電路也叫長尾式差動放大器。 接入公共電阻Re的目的是引入

27、直流負反饋。比如，當溫度升高時，兩管的IC1和IC2同時增大，由于有了Re，便有以下負反饋過程： IC1 IC1 UBE1IB1 IEUReUE IC2 UBE2IB2 IC2 t()第38頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 可見，這個負反饋過程與第2章討論過的靜態工作點穩定電路的工作原理是一樣的，都是利用電流負反饋改變三極管的 UBE從而抑制 I的變化。顯然，Re越大，則負反饋作用越強，抑制溫漂的效果越好。 然而，若Re過大，會使其直流壓降也過大，由此可能會使靜態電流值下降。為了彌補這一不足，圖 4.1.5 中在 Re下端引入了負電源UEE，用來補償Re上的直流壓降，

28、從而保證了放大器的正常工作。 下面我們對圖4.1.5所示電路作動態分析。首先將輸入信號分解為共模信號Uic和差模信號Uid兩部分，再分別說明Re對這兩種信號放大倍數有何影響。 第39頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 對于共模輸入信號，由于電路對稱，兩管的射極電流IE（約等于集電極電流IC ）變化量大小相等、極性相同（即同增同減），IE1=IE2=IE，使流過Re的總電流變化量為2IE，這個電流變化量在Re上產生的電壓變化量（2IERe）構成負反饋信號， 可使共模放大倍數降低。 可見，Re對共模信號具有負反饋作用，能夠抑制共模信號的輸出。 這個抑制過程實際上就是上述抑制

29、零漂的過程。 第40頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 對于差模信號，Re卻沒有抑制作用。當輸入差模信號時， 兩管的電流IE 變化量數值相等，但極性相反，一個管IE增加， 另一個管IE 減少，即IE1=IE2， 因而流過Re的總電流不變， Re上的電壓降便不改變。這樣，對差模信號而言，Re上沒有信號壓降，如同短路一般。當然，不起負反饋作用， 也就不會影響差模放大倍數。 具有射極電阻Re 的差動放大器，既利用電路的對稱性使兩管的零漂在輸出端互相抵消，又利用Re 對共模信號的負反饋作用來抑制每個管自身的零漂。由于這種放大器對零漂具有雙重抑制作用，所以它的零漂比未接入Re的基

30、本形式差動放大器要小得多。而且，由于每側的漂移都減小了，信號可以從單端輸出 第41頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 例4.1.2 在圖4.1.5電路中，Rs=5 k，Rc=10k，Re=10k，UCC=UEE=12V，兩管電流放大倍數均為=50。試計算： （1） 靜態工作點； （2） 差模電壓放大倍數； （3） 輸入、 輸出電阻。 解（1） 計算靜態工作點。 靜態時，無信號輸入，Ui1=Ui2=0。設單管的發射極電流為IEQ，則Re上流過電流為2IEQ。對單管的基極回路可列出如下關系：第42頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 IBQRs+UBE

31、+2IEQReUEE=0 又由 IEQ=(1+)IBQ所以 代入數據得 ICQ=IBQ=500.011=0.55 mA UCEQ=UCC+UEEICQRc2IEQRe =12+120.551020.5510=7.5 V第43頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 （2）計算差模電壓放大倍數。 圖4.1.6為圖4.1.5所示電路的差模輸入交流通路。 由于差模信號在Re上沒有壓降，故將其視為交流短路。所以，其差模電壓放大倍數的計算與未引入Re 時基本差動放大器差模電壓放大倍數的計算相同，也由式（4.1.2）計算。 在未接電阻RL 時， 式中所以第44頁，共184頁，2022年，

32、5月20日，4點49分，星期三第45頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 若接有負載電阻RL(如圖4.1.6中虛線所示）， 則有 Ad=式中 RL=Rc(RL/2) （3） 計算輸入輸出電阻。 差模輸入電阻及輸出電阻的計算也與基本差放電路相同， 即可分別由（4.1.3）式和（4.1.4）式計算。 由（4.1.3）式， 差模輸入電阻為 第46頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 rid=2(Rs+rbe)=2(5+2.7)=15.4k由（4.1.4）式， 輸出電阻為 ro2Rc=210=20k 應當說明， 這里計算的差模電壓放大倍數及輸出電阻都是對雙端

33、輸出來說的。雙端輸出即從兩個管的集電極之間輸出信號。后面還會看到單端輸出的情況，即從一個管子的集電極與地之間輸出信號， 單端輸出時的差模電壓放大倍數及輸出電阻不能用（4.1.2）式及（4.1.4）式計算。 第47頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 2. 帶恒流源的差動放大器 從上述分析中可以看到，欲提高電路的共模抑制比，射極公共電阻Re 越大越好。 不過，Re大了之后，維持相同工作電流所需的電源電壓UEE的值也必須相應增大。顯然，使用過高的電源電壓是不合適的。此外，Re 值過大時直流能耗也大。 為了解決這個矛盾， 我們先對Re的作用從動態和靜態兩個角度作一分析。從加強對

34、共模信號的負反饋作用考慮，只要求Re的動態電阻值大，而不是要求其靜態電阻值大。第48頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 的動態電阻值大時，當其流過的電流IRe 有微小變化IRe 時, 便會在Re上產生較大的電壓變化IReRe，從而產生強烈的負反饋。從減小電源電壓UEE及降低直流壓降考慮，要求Re的靜態電阻小。所以，只要Re的動態電阻大、靜態電阻小就可以解決上述矛盾。不過，普通線性電阻的靜態電阻與動態電阻相同，無法達到我們的要求。為此，我們要選用一種動態電阻大、靜態電阻小的非線性元件來代替Re。 晶體三極管恒流源電路就具有這種特性。 由三極管的輸出特性曲線可知，在放大區工

35、作時，三極管的動態電阻rce比靜態電阻RCE大得多。若將三極管接成第2章所學過的工作點穩定電路， 如4.1.7所示， 則由于存在電流負反饋， 其輸出電流IC基本恒定，故這種電路稱為恒流源電路。 第49頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第50頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 從集電極與地之間看進去， 恒流源電路的輸出電阻比三極管本身的動態電阻rce要大得多。正因為恒流源電路輸出電阻很大， 因此用它代替圖4.1.5中的Re是相當理想的。圖4.1.8所示即帶恒流源的差動放大器。 圖（b）是圖（a）的簡化表示圖。 在圖4.1.8電路中，V3是一個恒流源

36、，它能維持自身集電極電流IC3恒定。而IC3=IC1+IC2，所以IC1與IC2也就保持恒定， 它們不能同時增加或同時減少，也就是不隨共模信號的增減而變化，這就大大抑制了共模信號。這種抑制作用相當于用恒流源的很大的輸出電阻（嚴格來講，恒流源的輸出電阻為）對共模信號引入了很強的負反饋。 第51頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第52頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 在圖4.1.8電路中，V3是一個恒流源，它能維持自身集電極電流IC3恒定。而IC3=IC1+IC2，所以IC1與IC2也就保持恒定，它們不能同時增加或同時減少，也就是不隨共模信號的增減

37、而變化， 這就大大抑制了共模信號。這種抑制作用相當于用恒流源的很大的輸出電阻（嚴格來講，恒流源的輸出電阻為）對共模信號引入了很強的負反饋。而對于差模信號，則不受IC3恒定的影響，因為當差模信號使一側管的集電極電流IC1增大時，另一側管的集電極電流IC2必將減少同樣的值，兩者互相抵消， 恰與IC3恒定相符。也就是說，恒流源的恒流性質對于差模信號是起不到負反饋作用的。 第53頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 為了彌補電路不對稱造成的失調， 往往在差放電路中引入調零電路，以電路形式上的不平衡來抵消元件參數的不對稱。 調零電路分為射極調零和集電極調零， 如圖4.1.9所示。圖

38、中電位器R為調零電位器，調節RP的滑動端位置，可使輸出為零。 比如，（a）圖中，若輸入為零時輸出Uo為正，則可將RP的滑動端向左移動， 使Ic1，Ic2，便使Uo趨于零。同樣的情況， 若發生在（b）圖，則應將電位器中點向右移動，以增加V1的集電極負載電阻，降低其集電極電位，使Uo降為零。 第54頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第55頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 例4.1.3 圖4.1.10（a）為帶恒流源及調零電位器的差動放大器，二極管VD的作用是溫度補償，它使恒流源IC3基本不受溫度變化的影響。設UCC=UEE=12V，Rc=100k，

39、RP=200 ，R1=6.8k，R2=2.2k，R3=33k，Rs=10k，E3=UVD=0.7 V，各管的值均為72，求靜態時的UC1，差模電壓放大倍數及輸入輸出電阻。 解（1） 靜態分析。 由R1與R2的分壓關系有 第56頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第57頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三所以IC3IE3= IC1=IC2于是UC1=UCCIC1Rc=120.0865100=3.35V （2） 求差模電壓放大倍數及輸入輸出電阻。 圖4.1.10（b）為（a）圖的差模交流通路，圖中RP中點（V3的集電極）為交流電位的地。根據（4.1.2）

40、式并考慮到電位器RP對放大倍數的影響，差模電壓放大倍數為第58頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三因為 rbe1=300+(1+) 故差模輸入電阻為輸出電阻為第59頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 4.1.4 差動放大器的幾種接法 1. 雙端輸入、 雙端輸出; 2. 雙端輸入、 單端輸出; 這種接法如圖4.1.11（a）所示。 由圖可見， 輸出信號Uo只從一個管子（V1）的集電極與地之間引出， 因而Uo只有雙端輸出時的一半，電壓放大倍數Ad也只有雙端輸出時的一半，即 輸入電阻不隨輸出方式而變， 而輸出電阻變為 roRc 第60頁，共184頁，20

41、22年，5月20日，4點49分，星期三第61頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 3. 單端輸入、雙端輸出; 這種接法如圖4.1.11（b）所示。 信號只從一只管子（這里是V1）的基極與地之間輸入，而另一只管子的基極接地。 表面看來，似乎兩管不是工作在差動狀態。但是，若將發射極公共電阻Re換成恒流源，那么，Ic1的任何增加都將等于Ic2的減少，也就是說，輸出端電壓的變化情況將和差動輸入（即雙端輸入）時一樣。此時，V1、V2 的發射極電位Ue將隨著輸入電壓Ui而變，變化量為Ui/2，于是，V1管的Ube1=UiUi/2=Ui/2， V2管的Ube2=0Ui/2=Ui/2，故

42、還是屬于差動輸入。 第62頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 即使Re不是由恒流源代替， 只要Re足夠大，上述結論仍然成立。這樣，單端輸入就與雙端輸入的情況基本一樣。電壓放大倍數, 輸入、輸出電阻的計算也與雙端輸入相同。實際上， V2 的輸入信號是原輸入信號Ui通過發射極電阻Re耦合過來的， Re 在這里起到了把Ui的一半傳遞給V2的作用。 單端輸入、雙端輸出的接法可把單端輸入信號轉換成雙端輸出信號，作為下一級的差動輸入，以便更好地利用差動放大的特點。這種接法還常用于負載是兩端懸浮（任何一端都不能接地）且要求輸出正、負對稱性好的情況。例如，電子示波器就是將單端信號放大后

43、，雙端輸出送到示波管的偏轉板上的。 第63頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 4. 單端輸入、 單端輸出; 這種接法如圖4.1.11（c）所示， 它既具有（a）圖單端輸出的特點，又具有（b）圖單端輸入的特點。它的Ad、ro的計算與雙端輸入、單端輸出的情況相同，可用（4.1.8）式及（4.1.9）式計算。這種接法與第2章所講的單管基本放大電路不同，其主要優點是抑制零漂的能力比單管基本放大電路強， 而且通過改變輸入或輸出端的位置，可以得到同相或反相輸出。 輸入、 輸出在同一側（如圖4.1.11(c)中那樣均在V1一側）的為反相放大輸出，若由V1基極輸入而由V2集電極輸出，則

44、變為同相輸出。 第64頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 總起來講，差動放大器的幾種接法中，只有輸出方式對差模放大倍數和輸出電阻有影響， 也就是說，不論何種輸入方式， 只要是雙端輸出，其差模放大倍數就等于單管放大倍數，輸出電阻就等于2Rc；只要是單端輸出，差模放大倍數及輸出電阻均減少一半。 另外， 輸入方式對輸入電阻也無影響。 第65頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三4.2 集成運算放大器基礎 4.2.1集成運算放大器概述 運算放大器實際上就是一個高增益的多級直接耦合放大器，由于它最初主要用作模擬計算機的運算放大，故至今仍保留這個名字。 集成運算

45、放大器則是利用集成工藝，將運算放大器的所有元件集成制作在同一塊硅片上，然后再封裝在管殼內。集成運算放大器簡稱為集成運放。隨著電子技術的飛速發展，集成運放的各項性能不斷提高，目前，它的應用領域已大大超出了數學運算的范疇。使用集成運放，只需另加少數幾個外部元件， 就可以方便地實現很多電路功能。可以說，集成運放已經成為模擬電子技術領域中的核心器件之一。 第66頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 (1) 所有元件都是在同一硅片上， 在相同的條件下， 采用相同的工藝流程制造，因而各元件參數具有同向偏差，性能比較一致。 這是集成電路特有的優點， 利用這一優點恰恰可以制造像差動放大器

46、那樣的對稱性要求很高的電路。實際上， 集成電路的輸入級幾乎都無例外地采用差動電路，以便充分利用電路對稱性， 使輸出的零漂得到較好的抑制。 (2) 由于電阻元件是由硅半導體的體電阻構成的，高阻值電阻在硅片上占用面積很大，難以制造，而制作晶體管在硅片上所占面積較小。例如，一個5 k電阻所占用硅片的面積約為一個三極管所占面積的三倍。所以，常采用三極管恒流源代替所需要的高值電阻。第67頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 (3) 集成電路工藝不宜制造幾十微微法以上的電容，更難以制造電感元件。為此，若電路確實需要大電容或電感，只能靠外接來解決。由于直接耦合可以減少或避免使用大電容及

47、電感，所以集成電路中基本上都采用這種耦合方式。 (4) 集成電路中需用的二極管也常用三極管的發射結來代替，只要將三極管的集電極與基極短接即可。這樣做的原因主要是這樣制作的“二極管”的正向壓降的溫度系數與同類型三極管的 UBE 的溫度系數非常接近，提高了溫度補償性能。由此可見，集成電路在設計上與分立元件電路有很大差別，這在分析集成電路的結構和功能時應當予以注意。 第68頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 4.2.2 集成運算放大器的內部電路簡介 集成運放型號繁多，性能各異，內部電路各不相同， 但其內部電路的基本結構卻大致相同。本節主要從使用的角度來介紹典型集成運放內部電路

48、的組成、工作原理和性能，從而對集成運放有個全面而深入的了解。 集成運放的內部電路可分為輸入級、偏置電路、中間級及輸出級四個部分。輸入級由差動放大器組成，它是決定整個集成運放性能的最關鍵一級，不僅要求其零漂小，還要求其輸入電阻高，輸入電壓范圍大, 并有較高的增益等。偏置電路用來向各放大級提供合適的靜態工作電流,決定各級靜態工作點。 在集成電路中，廣泛采用鏡像電流源電路作為各級的恒流偏置。 第69頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 中間級主要是提供足夠的電壓放大倍數，同時承擔將輸入級的雙端輸出在本級變為單端輸出，以及實現電位移動等任務。 輸出級主要是給出較大的輸出電壓和電流

49、，并起到將放大級與負載隔離的作用。常用的輸出級電路形式是射極輸出器和互補對稱電路，有些還附加有過載保護電路。下面以國產第二代通用型集成運放F007(5G24、 A741)為例，對各部分電路的功用作以分析。 F007的電原理圖如圖4.2.1所示。電路共有九個對外引線端： 、 為信號輸入端， 為信號輸出端，在單端輸入時，和相位相反，和相位相同， 故稱為反相輸入端，為同相輸入端；和為正、負電源端； 和為調零端； 和為（消除寄生自激振蕩的）補償端。 第70頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第71頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 1. 輸入級 輸入級的性

50、能好壞對提高集成運放的整體質量起著決定性作用。很多性能指標，如輸入電阻、輸入電壓（包括差模電壓、 共模電壓）范圍、 共模抑制比等，主要由輸入級的性能來決定。 在圖4.2.1中，V1V7以及R1、R2、R3 組成F007的輸入級。其中， V1V4 組成共集共基復合差動放大器（V1、V2為共集電路，V3、V4為共基電路），構成整個運放的輸入電路。 差模信號由V1、V2的基極（、端）輸入，經放大后由V4、 V6的集電極以單端形式輸出到中間級V16 的基極。 V5、V6、V7 構成V3、 V4 的有源負載。 第72頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 由V1、V2 組成的共集電路

51、輸入電阻已經很高，它們的發射極又串有V3、V4 共基電路的輸入阻抗，使輸入端、之間的差模輸入阻抗比一般差動電路提高一倍， 可高達1 M。由于兩只PNP管V3、V4的基射結之間的反向擊穿電壓較高，因而差模輸入電壓范圍較寬，可達+30V。V1、V2的集電極經V8接到+15V，Uc1=Uc2=150.7=14.3V。可見，當共模輸入電壓為13V時，V1、V2的集基之間仍可有1.3V的反偏電壓，仍可正常工作，故可輸入的共模電壓較高。 第73頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 由于有源負載比較對稱，使共模抑制比可以很高。V7的作用除了向V5、V6提供偏流外，還將V3、V5 集電極

52、電壓的變化傳遞到V6的基極，使V6的集電極電壓變化量提高一倍， 從而使單端輸出的電壓接近于雙端輸出的電壓。 2. 偏置電路 在集成運放中，為了減少靜耗、限制溫升，必須降低各管的靜態電流。而集成工藝本身又限制了大阻值偏置電阻的制作，因此，集成運放多采用恒流源電路作為偏置電路。這樣既可使各級工作電流降低，又可使各級靜態電流穩定。F007中采用的恒流源電路是“鏡像電流源”及“微電流源”電路，下面分別介紹。 第74頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 1） 鏡像電流源電路 鏡像電流源在第2章已經作過介紹。 這里為了便于討論， 再作以簡要說明，其電路如圖4.2.2所示。V1、V2是

53、做在同一小塊硅片上的兩個相鄰三極管，由于工藝、結構及材料均相同， 因此，二者性能參數相同，又因UBE1=UBE2=UBE，因此電流也對稱相等，即 IB1=IB2=IB， IC1=IC2=IC 由圖可得R中的電流為 IR= 根據分流關系，又可有第75頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第76頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三當2時，有 我們稱IR為基準電流，而將IC2作為輸出電流，供給其它放大級。由式（4.2.1）可知，IC2等于IR，一旦IR確定，IC2便隨之確定，IR 穩定，IC2也隨之穩定，IC2 與IR 成為一種鏡像關系，故稱其為鏡像電流源。

54、鏡像電流源的輸出電流IC2只決定于基準電流IR，而與V2集電極負載大小及性質無關。 第77頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 2） 微電流源 上述鏡像電流源有一個不足之處，那就是當需要輸出電流IC2很小時，就需要R值很大，這必然給工藝帶來困難。為了既減小IC2又不加大R值， 常采用圖4.2.3所示微電流源電路，它是在上述鏡像電流源的V2的發射極中串入了一個電阻Re。由圖可知， UBE1UBE2=UBE=IE2Re故有 第78頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第79頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 在上式中，V1、V2基射

55、之間電壓之差UBE 數值很小， 只需阻值不大的Re便可獲得微小的工作電流IC2，故稱之為微電流源。可以證明，IC2與IC1之間滿足下式： UTln 式中UT為溫度的電壓當量，常溫下UT=26 mV。例如， 當IC1=1mA，IC2=10 A 時， 由式（4.2.2）可求出Re12 k， 而對應的R=14.3k。 若不采用微電流源，而是采用圖4.2.2 所示鏡像電流源，當UCC=15V時，要達到IC2=10A，R約為1.43M， 此值已超出了集成工藝可實現的范圍。 所 第80頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 所以，微電流源達到了接入小電阻、 輸出小電流的目的。 另外，由

56、于Re的負反饋作用，還可抑制電源電壓波動及溫度的變化對輸出電流的影響，成為穩定的微恒流源。 3）F007的偏置電路 圖4.2.4示出了F007的偏置電路，由V8至V13以及R4、 R5組成。 圖中共三對鏡像電流源，它們是V8 與V9、V10與V11、 V12 與V13（其中V10與V11是微電流源）。流過R5 的電流IR是V12與V13、V10與V11這兩對電流源的基準電流。 第81頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三第82頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 由圖可有 可見，IR是一個基本恒定的基準電流。 IR在V13中的鏡像電流IC13向中間級的

57、V16、V17提供靜態電流；IR 在V10中的鏡像電流IC10為V9提供集電極電流， 同時為V3、V4提供基流I3，4。即IC10 = IC9+ I3，4。在V8與V9電流源中，IC8為輸入級的V1、V2提供集電極靜態電流。 第83頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 還應指出，V8、 V9與恒流源V10在這里組成了一個共模負反饋環節，具有穩定IC3、IC4的作用。比如，當溫度升高使IC3、IC4增加時，也會引起IC8增加，IC9便也隨之增加。 但IC10恒定，結果導致I3，4減少，進而使IC3、IC4 減少， 從而保證了V3、V4靜態工作點的穩定，提高了輸入級的共模抑制

58、比。 3. 中間級 中間級是由V16、V17組成的復合管共射放大電路， 其輸入電阻大，對輸入級的影響小；其集電極負載為有源負載（由恒流源V13組成），而V13的動態電阻很大，加之放大管的很大，因此中間級的放大倍數很高。 第84頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 此外，在V16、V12的集電極與基極之間還加接了一只約30 pF的補償電容， 用以消除自激。 4. 輸出級 F007的輸出級主要由三部分電路組成：由V14、V18、V19組成的互補對稱電路；由V15、R7、R8組成的UBE擴大電路； 由VD1、VD2、R9、R10組成的過載保護電路。（關于互補對稱電路及UBE 擴

59、大電路的工作原理， 請看第5章中的有關內容。） 信號從中間級的V13、V16（V17）的集電極加至互補對稱電路兩管基極， 放大后從端輸出。過載保護電路是為防止功放管電流過大造成損壞而設置的。 第85頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 正常工作時，VD1、VD2不通。當V14導通（V18、V19截止）且導通電流過大時，會引起UR9增大而使VD1導通，VD1對IB14分流，從而限制V14的輸出電流。同樣，當V18、V19導通（V14截止）且導通電流過大時，會引起UR10增大而使VD2導通，ID2對IB18分流，從而限制了復合管V18、V19的輸出電流。這就是過載保護功能。

60、第86頁，共184頁，2022年，5月20日，4點49分，星期三 4.2.3 集成運放的基本技術指標 衡量集成運放質量好壞的技術指標很多，基本指標有10項左右。實用中可通過器件手冊直接查到各種型號運放的技術指標。不過，并不是一種運放的所有各項技術指標都是最優的， 往往各有側重。即使是同一型號的組件在性能上也存在一定的分散性，因而使用前常需要進行測試和篩選。為此， 必須了解各項性能參數的含義。 1. 輸入失調電壓UOS 實際的集成運放難以做到差動輸入級完全對稱，當輸入電壓為零時, 輸出電壓并不為零。 規定在室溫（25）及標準電源電壓下，為了使輸出電壓為零，需在集成運放兩輸入端額外附加的補償電壓稱