1、第 2 章諧振(xizhn)功率放大器2.1諧振功率放大器的工作(gngzu)原理2.2諧振功率放大器的性能特點2.3諧振功率放大器電路2.4高頻功率放大器共六十二頁第 2 章諧振(xizhn)功率放大器2.1諧振(xizhn)功率放大器的工作原理2.1.1丙類諧振功率放大器2.1.2丁類和戊類諧振功率放大器2.1.3倍頻器共六十二頁2.1.1丙類諧振(xizhn)功率放大器1電路(dinl)組成 圖 211諧振功率放大器原理電路ZL 外接負載，呈阻抗性，用 CL 與 RL 串聯等效電路表示。Lr 和 Cr 匹配網絡，與 ZL 組成并聯諧振回路。調節 Cr 使回路諧振在輸入信號頻率。 VBB

2、基極偏置電壓，使功率管 Q 點設在截止區，以實現丙類工作。共六十二頁2集電極電流(dinli) iC 圖 212輸入(shr)vb(t) = Vbmcos st 據vBE = VBB + vb(t) = VBB + vbmcos st由靜態轉移特性(iC-vBE)，得集電極電流 iC 波形：脈寬小于半個周期的脈沖序列。傅里葉級數展開為平均分量、基波分量和各次諧波分量之和。3輸出電壓 vo (1)對基波分量阻抗最大，為諧振電阻 Re(諧振回路調諧在輸入信號頻率上，因而對 iC 中的基波分量呈現的阻抗最大，且為純電阻)。共六十二頁在高 Q 回路(hul)中，其 Re 近似為式中， 回路總電容 回路

3、諧振角頻率 回路有載品質因數(2)對非基波(j b)分量阻抗很小(諧振回路對 iC 中的其他分量呈現的)，產生的電壓均可忽略。共六十二頁既然僅有由基波分量產生的電壓 vc 輸出(shch)，負載獲得的信號功率不失真。 因此，丙類諧振功率(gngl)放大器諧振回路的功能： 選頻：利用諧振回路的選頻作用，可將失真的集電極電流脈沖變換為不失真的輸出電壓。 阻抗匹配：調節 Lr 和 Cr ，諧振回路將含有電抗分量的外接負載變換為諧振電阻 Re，并阻抗匹配。 所以，諧振功率放大器中，諧振回路起到選頻和匹配負載的雙重作用。 共六十二頁4功率特性(txng)分析 (1)丙類功放的問題(wnt) 圖 213脈

4、沖寬度變化的示意圖若提高 C，管子導通時間應繼續減小；但引起 iC 中基波分量 Icm1 減小，導致輸出功率減小。 (2)解決方法 VBB 負向增大(c 減小)同時，提高輸入激勵電壓 Vbm，以維持輸出功率不變。但需警惕管發射結反向擊穿。為進一步提高效率，可采用開關工作的丁類、戊類諧振功率放大器。共六十二頁2.1.2丁類和戊類諧振(xizhn)功率放大器1丁類諧振(xizhn)功率放大器 (1)電路 Tr 二次側兩繞組相同，極性相反。T1 和 T2 特性配對，為同型管。(2)原理 若 vi 足夠大，則vi 0 時，T2 飽和導通，T1 截止，vA2 = VCE(sat)A 點最大振幅值： vA

5、 = vA1 vA2 = VCC 2VCE(sat)共六十二頁加到串聯諧振回路，若諧振回路工作在輸入信號角頻率上，可近似認為輸出電流(dinli) iL 是角頻率為 的余弦波，RL 上獲得不失真輸出功率。 (3) 討論(toln) VCE(sat)小，管耗小，放大器的效率高 (90% 以上) ； 因結電容、分布電容等影響，實際波形不理想，使管耗增大，丁類功放效率受限。 2戊類放大器 為了克服這個缺點，在開關工作的基礎上采用一個特殊設計的集電極回路，保證 vCE 為最小值的一段期間內，才有集電極電流流通戊類放大器。 共六十二頁2.1.3倍頻器1概念(ginin)倍頻器(Frequency Mul

6、tiplier)：將輸入信號的頻率倍增(bi zn) n 倍的電路。2原理 在丙類諧振放大器中，將輸出諧振回路調諧在輸入信號頻率的 n 次諧波上，則輸出諧振回路上僅有 iC 中的 n 次諧波分量產生的高頻電壓，而其他分量產生的電壓均可忽略，因而 RL 上得到了頻率為輸入信號頻率 n 倍的輸出信號功率。 共六十二頁3實現(shxin)辦法 (1)晶體管倍頻器 倍頻次數不能太高，一般(ybn)為二倍或三倍頻。原因： 效率。集電極電流脈沖中包含的諧波分量的幅度隨著 n 的增加而迅速減小。倍頻次數過高，倍頻器的輸出功率和效率就會過低。 濾波。諧振回路需濾除高于 n 和低于n 的各次分量。低于 n 的分

7、量幅度較大，濾除較難。倍頻次數越高，對諧振回路提出的濾波要求越苛刻，不易實現。 (2)變容二極管、階躍二極管構成參量倍頻器，適用于倍頻次數較高時。 共六十二頁第 2 章諧振(xizhn)功率放大器2.2諧振(xizhn)功率放大器的性能特點2.2.1近似分析方法2.2.2欠壓、臨界和過壓狀態2.2.3四個電壓量對性能影響的定性討論共六十二頁2.2.1近似(jn s)分析方法非諧振功放丙類諧振功放集電極負載純電阻諧振回路，含電抗元件求功率性能圖解法準靜態分析法要 點求負載線求動態線 1使用(shyng)條件兩假設 諧振回路濾波特性理想，即盡管集電極、基極電流為脈沖波，但諧振回路只產生基波(余弦)

8、電壓，其他分量的電壓均可忽略。有共六十二頁 功率管特性用輸入和輸出靜態(jngti)特性曲線表示，其參變量采用 vBE(而不是通常的 iB) 。 2分析(fnx)步驟 圖 221諧振功率放大器的近似分析方法(b) 求動態點，畫波形； 連動態線，畫 iC 波形； 圖解積分求分量； 計算功率性能。諧振功率放大器的分析共六十二頁 (1)求動態(dngti)點，畫波形圖 221諧振功率放大器的近似分析方法(a)設定 VBB、Vbm、VCC、Vcm ，將 t 按等間隔(t = 0， 15， 30， ) 給定數值，由便可確定 vBE 和 vCE (圖 a)。共六十二頁(2)連動態(dngti)線，畫 iC

9、 波形：圖 221諧振功率放大器的近似分析方法(b)根據 vBE 和vCE 值，在輸出特性曲線上(以 vBE 為參變量)找對應的動態點，畫動態線(動態點的連線(lin xin)，由此可確定 iC 的波形。 不到 VCC，因為導通角小于 共六十二頁(3) 圖解(tji)積分求得分量 IC0 和 Ic1m諧振電阻(4) 計算功率(gngl)性能四變量 VBB、Vbm、VCC、Vcm 不同，iC 的波形和數值就不同，由此求得的 Re 及相應的功率性能就不同。應了解四變量的影響。共六十二頁2.2.2欠壓、臨界(ln ji)和過壓狀態1當 VBB、Vbm、VCC 不變， Vcm 由小變大，動態(dngt

10、i)點左移 欠壓狀態Vcm 的取值，使所對應的動態點均處在放大區。 臨界狀態Vcm 增大，使 t = 0 所對應的動態點 A處在臨界點，iCmax 略微減小。 過壓狀態Vcm 繼續增大，使 A(t = 0)動態點處在飽和區，iC 迅速減小，電流脈沖出現凹陷，Vcm 增大，凹陷加深。諧振功放的工作狀態共六十二頁2 iC 的平均(pngjn)分量 IC0 與基波分量 Ic1m iC 脈沖(michng)越寬，高度越高，IC0 和 Ic1m 就越大。如果出現凹陷，則凹陷越深，IC0 和 Ic1m 就越小。由此可求功率性能共六十二頁2.2.3四個電壓(diny)量對性能影響的定性討論一、負載(fzi)

11、特性 1定義指 VBB、Vbm 和 VCC 一定，放大器性能隨 Re 的變化特性。 2特性 Re 的增加勢必將引起 Vcm 增大(Vcm = ReIcm)Re Vcm vCEmin 功放欠壓 過壓 iC 波形出現凹陷。據此可以畫出 Ic0 和 Ic1m 隨 Re 變化的特性。 諧振功放的負載特性共六十二頁3 Vcm、Po、PD、PC、C 隨 Re 變化(binhu)的曲線圖 2-2-4負載特性 Vcm = ReIc1m ， Po = VcmIc1m/2 PD = VCCIC0 ， PC = PDPo C = Po/ PD共六十二頁3討論(toln)(1) 欠壓區Re ，iC 脈沖高度略有減小，

12、相應的 IC0、Ic1m 也略有減小，因而 Vcm(= ReIc1m)和 Po( )近似線性增大，而 PD(= VCCIC0)略有減小，C 增大，PC 減小。(2)過壓區Re ，電流脈沖高度減小，凹陷加深(jishn)，相應的 IC0、Ic1m 減小，結果使 Vcm 略有增加，Po、PD 減小，且 Po 比 PD 減小的慢，從而 C 略有增加，PC 略有減小。(3)匹配負載 ReoptRe = Reopt 時，管子工作在臨界狀態， Po 最大， C 較大，PC 較小，放大器性能接近最佳。此時的 Re 稱為諧振功放的匹配負載。 共六十二頁3討論(3)匹配負載 ReoptRe = Reopt 時，

13、管子工作在臨界狀態， Po 最大， C 較大，PC 較小，放大器性能接近最佳。此時的 Re 稱為諧振功放的匹配負載。 共六十二頁二、調制(tiozh)特性 圖 225集電極調制特性兩種調制特性(txng)：集電極調制和基極調制特性。 1集電極調制特性 (1)含義VBB、Vbm 和 Re一定，放大器性能隨 VCC 變化的特性。(2)調制特性 欠壓狀態：隨 VCC 減小，集電極電流脈沖高度略有減小，因而 IC0 和 Ic1m 也將略有減小，Vcm(= ReIc1m)也略有減小。 共六十二頁 過壓狀態：隨 VCC 減小，集電極電流脈沖的高度(god)降低，凹深加深，因而 IC0、Ic1m、Vcm 將

14、迅速減小。 (3) 集電極調幅(dio f)原理電路 圖中： 載波 調制信號為諧振回路上的輸出電壓。 與諧振功放區別：集電極回路接入調制信號電壓。共六十二頁圖 227集電極調幅電路令 VCC(t) = VCC0 + v(t) 作為放大器的等效集電極電源電壓。若要求 Vcm(t) 按 VCC(t) 的規律變換，根據集電極調制特性(txng)，放大器必須在 VCC(t) 的變化范圍內工作在過壓狀態。 共六十二頁2基極(j j)調制特性 圖 226基極調制特性(1)含義(hny)Vbm、VCC、Re 一定，放大器性能隨 VBB 變化的特性。 (2)調制特性當 Vbm 一定，VBB ，iC寬度、高度

15、， IC0 Ic1m 、Vcm ，VCEmin ，放大器欠壓 過壓。過壓后，隨 VBB，iC 寬度、高度 ，凹陷加深，IC0 和 Ic1m、Vcm 均增加緩慢，可認為近似不變。共六十二頁(3)基極調幅(dio f)原理電路 圖 228基極調幅電路 基極偏置電壓 使 Vcm 按 VBB(t) 的規律變化(binhu)，放大器工作在欠壓狀態。共六十二頁三、放大(fngd)特性圖 229放大特性1含義(hny)當 VBB、VCC 和 Re 一定，放大器性能隨 Vbm 變化的特性。2特性固定 VBB，增大 Vbm 與上述固定 Vbm 增大 VBB 的情況類似，它們都使 iC 的寬度和高度增大，放大器由

16、欠壓進入過壓，圖 229(a)。諧振功放的放大特性共六十二頁(1)諧振(xizhn)功放作為線性功放圖 2210 (a) 線性功率放大器的作用為了使輸出信號振幅(zhnf) Vcm 反映輸入信號 Vbm 的變化，放大器必須在 Vbm 變化范圍內工作在欠壓狀態。共六十二頁(2) 諧振功放作為(zuwi)振幅限幅器(Amplitude Limiter)圖 2210 (b) 振幅限幅器的作用作用：將 Vbm 在較大范圍內的變化轉換為振幅恒定(hngdng)的輸出信號。 特點：根據放大特性，放大器必須在 Vbm 的變化范圍內工作在過壓狀態，或 Vbm 的最小值應大于臨界狀態對應的 Vbm 限幅門限電壓

17、。 共六十二頁若增大 Re，Po 減小，放大器實際(shj)工作在過壓狀態，可增大 VCC(同時，適當增大 Re 或 Vbm 或 VBB)，需注意管子安全。 實際上放大器的工作狀態除了改變 Re 外還可以根據實際(shj)情況通過改變 VCC、Vbm、VBB 來判斷，不過改變 Re 較普遍，但不論改變哪個量都必須保證回路諧振在工作頻率上。 共六十二頁四、四個特性在調試(dio sh)中的應用 在調試諧振功放時，上述(shngsh)四個特性十分有用。 例如，設一個丙類諧振功率放大器，設計在臨界狀態，若制作出后，Po 和 C 均不能達到要求，則應如何進行調整。 Po 達不到要求，表明放大器沒在臨界

18、。若增大 Re 能使 Po 增大，則根據負載特性，斷定放大器工作在欠壓狀態，此時分別增大 Re、Vbm 和 VBB 或同時或兩兩增大均可使放大器由欠壓進入臨界。 共六十二頁第 2 章諧振(xizhn)功率放大器2.3諧振功率(gngl)放大器電路2.3.1直流饋電電路2.3.2濾波匹配網絡2.3.3諧振功率放大器電路共六十二頁諧振(xizhn)功放管外電路： 直流饋電(ku din)電路 濾波匹配網絡2.3.1直流饋電電路考慮因素：濾波匹配網絡安裝方便；饋電電路(Power Supply Circuit)對濾波匹配網絡的影響。直流饋電電路分為串饋并饋1串饋與并饋(1)串饋三者(直流電源 VCC

19、、濾波匹配網絡和功率管)在電路形式上為串接的饋電方式。共六十二頁 (a)圖 231集電極直流饋電電路LC高頻扼流圈，與 CC 構成(guchng)電源濾波電路。在信號頻率(pnl)上 LC 的感抗很大，接近開路；CC 的容抗很小，接近短路，避免信號電流通過直流電源而產生級間反饋，造成工作不穩定。(2)并饋三者(直流電源 VCC、濾波匹配網絡和功率管)在電路形式上為并接的饋電方式。 共六十二頁 (b)圖 231集電極直流饋電電路LC 高頻扼流圈；CC1 隔直電容；CC2 電源(dinyun)濾波電容。在信號頻率上，LC 感抗(n kn)很大，接近開路，CC1、CC2 的容抗很小，接近短路。雖然電

20、源與濾波匹配網絡在形式上是并聯的，但濾波匹配網絡兩端電壓 vc (t) 直接反映在 LC 上，因而vCE = VCC + vc。與串饋電路相同。(3)串饋與并饋的比較相同點：兩種饋電方式，VCC 都能全部加到集電極上。不同點：濾波匹配網絡的接入方式。共六十二頁(a) (b)圖 231集電極直流饋電電路 串饋：濾波匹配網絡處于直流高電位上，網絡元件(yunjin)不能直接接地。 并饋： CC1 隔直流，匹配網絡處于直流地電位上，網絡元件可直接接地(jid)，安裝比串饋方便。但 LC 和 CC1 與匹配網絡相并聯，它們的分布參數影響網絡調諧。共六十二頁2基極偏置(pin zh)電路(1)作用(zu

21、yng)為放大電路提供合適的偏置電壓，使功率管工作在丙類。(2)常用類型三種。圖 232基極偏置電路共六十二頁 圖 232(a)，基極偏置電壓由 VCC 通過 RB1 和 RB2 分壓提供(tgng)，為保證丙類工作，其值應小于功率管的導通電壓。 圖 232 (b)、(c)，自給(zj)偏置電路。圖 232 (b)偏置電路：LB、RB、CB1。RB ：產生壓降，提供自偏電壓；LB ：避免 RB、CB1 對輸入濾波匹配網絡的旁路影響。共六十二頁3自給(zj)偏置電路ibi2i1(1)自給(zj)偏壓 IB0 的產生圖 232 (b)，vb 0 ib 0，為脈沖電流，可分解為 IB0、Ib1m、I

22、b2m 、由基爾霍夫定律ib = i1 + i2i2 通路有高扼圈 LB，僅直流電流可以通過， ib 中的直流分量為 IB0，故 i2 為 IB0。(2)自給偏置Vb(t) = 0， VBE = 0；Vb(t) 由小至大 IB0 隨之增大 VBE = IB0RB 負向增大。自給偏置效應：偏置電壓隨輸入信號電壓振幅而變化的效應。共六十二頁(3) 自給偏置(pin zh)電路的作用 用于載波功放，可以在輸入信號振幅變化時起到自動(zdng)穩定輸出電壓振幅的作用。 若用于線性功率放大器，會使放大器偏離乙類工作，造成輸出信號失真，應當避免。共六十二頁2.3.2濾波匹配(ppi)網絡1位置(wi zh

23、i)對交流通路而言，濾波匹配網絡(Filter-Matched Network)介于功率管 T 和外接負載 RL 之間。2對濾波匹配網絡的要求( 2 + 1 條)(1)變換將外接負載 RL 變換為放大管所要求的負載 Re，以保證放大器高效率地輸出所需功率。圖 233基極偏置電路(2)濾波充分濾除不需要的高次諧波分量，以保證在外接負載上輸出所需基波功率(在倍頻器中為所需的倍頻功率)。共六十二頁諧波抑制度 Hn：工程上表示濾波性能(xngnng)好壞的參數。設 IL1m 和 ILnm 分別為通過外接負載(fzi)電流中基波和 n 次諧波分量的振幅，相應的基波和 n 次諧波功率分別為 PL 和 PL

24、n，則對 n 次諧波的諧波抑制度定義為Hn 越小，網絡對 n 次諧波的抑制能力越強。通常n 選 2，即對二次諧波的抑制度。(3)高效將功率管給出的信號功率 Po 高效地傳送到外接負載上，即要求網絡的傳輸效率 K = PL/ Po 接近 1。 共六十二頁3討論(toln) (1)諧波抑制度(zhd) Hn 和 K 間的矛盾 在實際濾波匹配網絡中，提高 Hn，就會犧牲傳輸效率 K，反之亦然。 (2)說明 圖 234LC 諧振回路如圖 234 所示，L 和 C 為濾波網絡(簡稱 L 型網絡)，rL 為 L 中的固有損耗電阻，RL 為外接負載電阻。令為回路固有品質因數，在高 Q 條件下，它的有載品質因

25、數 共六十二頁顯然，當 Q0 一定時， RL 越大于 rL，相應的 K 就越大。但 RL 越大，Qe 越小，回路諧振曲線(qxin)越平坦，對諧波的抑制能力就越差。 共六十二頁4串、并聯阻抗轉換(zhunhun)公式 若將一個由電抗(dinkng)和電阻相串接的電路與相并接的電路等效轉換，根據等效原理，令兩者的端導納相等，即 由此得(1) 串轉并公式共六十二頁(2)并轉串公式(gngsh) (3)說明(shumng) 式中， Xp 和 Xs 為實數 電容： X 電感： XL = L 上述各式表明，Qe 取定后，Rp 和 Rs，Xp 和 Xs 之間可以相互轉換。轉換前后的電抗性質不變( Xs 和

26、 Xp 有相同的正負號)。 共六十二頁5濾波匹配(ppi)網絡的設計 在諧振功率放大器中，為了提高傳輸效率，回路的有載品質因數都較小，一般在 10 以下。考慮到諧波抑制度，常用的濾波匹配網絡除了上述最簡單的 L 型外，更多的是由三個電抗元件組成的 、T 型以及由它們組成的多級混合網絡。下面就介紹(jisho)濾波匹配網絡的阻抗變換特性。 假設濾波匹配網絡的固有損耗電阻為零，即回路傳輸效率趨近于 1，外接負載電阻為 RL，要求與 Re 和 C0 的串接或并接阻抗相匹配，C0 為功率管的分布電容。共六十二頁利用串、并聯阻抗轉換公式，就可以導出各種( zhn)濾波匹配網絡的元件表達式。圖 237基極

27、偏置電路例 1：圖 2-3-7(a)為 T 型濾波匹配網絡(wnglu)，要求與 Re 和 C0 串接阻抗匹配，求各元件表達式。 共六十二頁解：將 T 型網絡分割成兩個串接的 L 型網絡，圖中 。再對這兩個 L 型網絡進行(jnxng)分析。在后一個 L 型網絡(wnglu)中，將 XC2 和 RL 的串接阻抗轉換為 Xp2 和 Rp2 的并接阻抗，分別取值為(注意 XC2 含負號) 共六十二頁(b)圖 237基極偏置電路令 ，回路并聯諧振，則 L 型網絡呈現的諧振電阻為其中，且網絡(wnglu)元件的表達式為 XC2 = - Qe2RL，共六十二頁再來分析前一個 L型網絡，它的負載電阻為 。將和的并接阻抗轉換為 Xs1 和 Rs1 的串接阻抗，分別為其中。令，回路串聯諧振，則 L 型網絡呈現的諧振電阻共六十二頁 或，由于 Qe2 為正實數，因而根號內的值應大于零，故有相應(xingyng)網絡元件的表達式