1、 運 動 控 制 系 統 大 作 業 基于(jy)轉速、電流雙閉環的 不可逆V-M直流調速系統的設計(shj)與仿真 Design and Simulation of System Irreversible V-M DC Speed ControlBased on the Speed of Current Double Closed-loop 院（部）： 電子信息與電氣(dinq)工程學院 專業班級： 自動化2011級2班 學生姓名： 原加偉 學生學號： 201102010105 指導教師姓名： 雷 慧 杰 指導教師職稱： 講 師 2014 年 12月目 錄摘要(zhiyo).引言(ynyn)

2、.1第一章 緒論(xln)2 1.1設計目的.2 1.2 設計要求2第二章 系統總體設計方案.3 2.1雙閉環直流調速系統3 2.2 主電路設計方案.3 2.2.1 整流系統及其主要參數計算3 2.3 控制電路方案設計4 2.3.1 電流調節器的設計.5 2.3.2 轉速檢測電路的設計.9 2.3.3 觸發電路的設計.9 2.3.4 轉速調節器的設計.10第三章 參數計算和選型設計14 3.1 整流變壓器額定參數計算14 3.2 過電壓保護和du/dt和di/dt的限制.16 3.3 平波電抗器的參數計算.16 3.4 直流側保護.16 3.5 交流側保護.16第四章 系統仿真.18 4.1

3、電流環的仿真.18 4.2 轉速(zhun s)環的仿真.19結果(ji gu)與結論.21收獲(shuhu)與體會21參考文獻22附錄23 II 基于(jy)轉速、電流雙閉環的不可逆V-M直流調速系統的設計(shj)與仿真摘要(zhiyo)：電力拖動實現了電能與機械能之間的能量轉換，而電力拖動自動控制系統也即運動控制系統的任務是通過控制電動機電壓，電流和頻率等輸入量，來改變工作機械的轉矩，速度和位移等機械量，是各種工作機械按人們期望的要求運行，以滿足生產工藝及其他應用的需要。 我們現在要研究的是晶閘管整流器控制的轉速電流雙閉環直流調速系統，主電路設計是依據晶閘管-電動機系統組成，其系統由整流

4、變壓器、晶閘管整流調速裝置、平波電抗器和電動機-發電機組等組成。整流變壓器和晶閘管整流調速裝置的功能是將輸入的交流電整流后變成直流電；平波電抗器的功能是使輸出的直流電流更平滑；電動機-發電機組提供三相交流電源，整個系統可以實現電動機的平滑調速。關鍵詞：雙閉環 電流調節器 轉速調節器 直流調速 引 言隨著社會化大生產的不斷發展，電力傳動裝置在現代化工業生產中的得到廣泛應用，對其生產工藝、產品質量的要求不斷提高，這就需要越來越多的生產機械能夠實現制動調速，因此我們就要(ji yo)對這樣的自動調速系統作一些深入的了解和研究。 本次設計包括主電路和控制回路的設計。本設計通過分析直流雙閉環調速系統的組

5、成，設計出系統的電路原理圖。同時，采用工程設計的方法對直流雙閉環調速系統的電流和轉速兩個調節器進行設計，先設計電流調節器，然后將整個(zhngg)電流環看作是轉速調節系統的一個環節，再來設計轉速調節器。遵從確定時間常數、選擇調節器結構、計算調節器參數、校驗近似條件的步驟一步一步的實現對調節器的具體設計。之后，再對系統的起動過程進行分析，以了解系統的動態性能。第一章 緒論(xln)1.1設計(shj)目的雙閉環控制可實現轉速和電流兩種負反饋的分別作用，從而獲得良好的靜，動態性能。其良好的動態性能主要體現(txin)在其抗負載擾動以及抗電網電壓擾動之上。正由于雙閉環調速的眾多優點，所以在此有必要對

6、其最優化設計進行深入的探討和研究。本次課程設計目的就是旨在對雙閉環進行最優化的設計。1.2 設計要求具體設計要求如下：他勵直流電動機，額定功率29.92kW，額定電壓220V，額定電流136A，額定轉速1460r/min，Ce=0.132Vmin/r，允許過載倍數=1.5。晶閘管裝置放大系數Ks=40，電樞回路總電阻R=1，機電時間常數Tm=0.18s，電磁時間常數Tl=0.03s，電流反饋系=0.05V/A，轉速反饋系數=0.007Vmin/r，轉速反饋濾波時間常數T on=0.005s，T oi=0.005s，總飛輪力矩GD2=2.5N.m，h=5。1、穩態指標：穩態無靜差，調速范圍D=1

7、0，靜差率5%；2、動態指標：電流超調量i 5% ，轉速超調量n 10%；3、畫出完整詳細的系統原理圖；4、基于 MATLAB 7.5 ，仿真啟動過程，分析是否滿足動態性能指標。第二章 系統(xtng)總體設計方案2.1雙閉環直流調速系統(xtng) 該方案主要(zhyo)由給定環節、ASR、ACR、觸發器和整流裝置環節、速度檢測環節以及電流檢測環節組成。為了使轉速負反饋和電流負反饋分別起作用，系統設置了電流調節器ACR和轉速調節器ASR。電流調節器ACR和電流檢測反饋回路構成了電流環；轉速調節器ASR和轉速檢測反饋回路構成轉速環，稱為雙閉環調速系統。因轉速換包圍電流環，故稱電流環為內環，轉速

8、環為外環。在電路中，ASR和ACR串聯，即把ASR的輸出當做ACR的輸入，再由ACR得輸出去控制晶閘管整流器的觸發器。為了獲得良好的靜、動態性能，轉速和電流兩個調節器一般都采用具有輸入輸出限幅功能的PI調節器，且轉速和電流都采用負反饋閉環。該方案的原理框圖如圖1.1所示。電流檢測整流觸發裝置ASRACR負載電壓電動機轉度檢測 圖2.1雙閉環直流調速系統原理框圖2.2 主電路設計方案2.2.1 整流系統及其主要參數計算三相全控橋整流電路是目前應用最廣泛的整流電路，其輸出電壓波動小，適合直流電動機的負載，并且該電路組成的調速裝置調節范圍廣（將近50）。把該電路應用于本設計，能實現電動機連續、平滑地

9、轉速調節、電動機不可逆運行等技術要求。整理系統示意圖如下;圖2.2 V-M系統(xtng)主電路示意圖圖2.2會出了晶閘管整流器-電動機調速系統（簡稱V-M系統）的原理圖，圖中VT是晶閘管整流器，通過(tnggu)調節觸發裝置GT的控制電壓Uc來移動觸發脈沖的相位，改變可控整流器的平均輸出(shch)電壓Ud，從而實現直流電動機的平滑調速。本次設計采用三相全控橋整流電路，因此，整流電壓Ud為： 當最大為1時，可得到最大整流電壓為電動機額定電壓Ue，因此：U2為整流變壓器二次側額定相電壓的有效值。變壓器選擇，原邊相電壓為220V，副邊相電壓U2為94V。電動機額定功率為30Kw，因此變壓器容量可

10、選為50KV*A，聯結組別為Y/d-11。晶閘管承受最大反向電壓為U2，因此晶閘管的額定電壓為： U額=（2-3）94V=460-690V因此晶閘管可選額定電壓為500V。電動機額定電流Ie為136A，因此晶閘管額定電流約為： 因此晶閘管的額定電流可選為200A。而晶閘管的觸發電壓一般為3V左右，因此，控制電壓Uc可選為5V。2.3控制電路方案設計 為了提高直流電動機的調速范圍，并且降低靜差，只能減少負載所引起的轉速降落。但是開環調速，轉速降是由電機參數決定的，為此，我們引入了轉速反饋控制，有效解決了這一難題。而為了解決電動機勻速起動以及運行故障過電流的問題，我們適當引入了電流負反饋。為了使轉

11、速和電流兩種負反饋分別起作用，可在系統中設置兩個調節器。分別引入轉速負反饋和電流負反饋以調節轉速和電流，二者之間實行嵌套連接。如圖所示，把轉速調節器的輸出當做電流調節器的輸入，再用電流調節器的輸出去控制電力電子變換器UPE。從閉環結構上看，電流環在里邊，稱作內環；轉速環在外邊，稱作外環。這就形成了轉速、電流反饋控制直流調速系統。為了獲得較好的靜、動態性能，轉速和電流兩個調節器一般都采用PI調節器。系統示意圖如下：圖2.3轉速、電流(dinli)雙閉環直流調速系統示意圖 基于轉速、電流直流調速系統，我們可以得出其動態結構圖。系統中加入電流濾波、轉速濾波和兩個給定信號的濾波環節，以減少檢測信號和給

12、定信號的擾動。這樣的濾波環節傳遞函數可用一屆慣性環節來表示，其濾波時間常數(sh jin chn sh)按需求來定。動態結構圖如下： 圖2.4 V-M雙閉環直流調速系統(xtng)動態結構圖注：電流反饋濾波時間常數Toi=0.005s，轉速反饋濾波時間常數Ton=0.005s，電流反饋系=0.05V/A，轉速反饋系數=0.007Vmin/r。2.3.1電流調節器的設計1.電流調節器的工作原理電流調節器也有兩個輸入信號。一個是速度調節器輸出(shch)反映偏差大小的主控信號Un，一個是由交流互感器測出的反映主回路電流反饋信號Uif，當突加速度給定一個很大的輸入值，其輸出整定在最大飽和值上，與此同

13、時電樞電流為最大值，從而電動機在加速過程中始終保持在最大轉矩和最大加速度，使起、制動過渡時間最短。圖2.4所示點劃線框內是電流環的動態結構圖,其中反電動勢與電流反饋的作用相互交叉，這將給設計工作帶來麻煩。實際上，反電動勢與轉速成正比，它代表(dibio)轉速對電流環的影響。在一般情況下，系統的電磁時間常數Ti=0.03s遠小于機電(jdin)時間常數Tm=0.18s，因此，轉速的變化往往比電流變化慢得多，對電流環來說，反電動勢是一個變化慢的擾動，在電流的瞬變過程中，可以認為反電動勢基本不變，即E0。這樣，在按動態性能設計電流環時，可以暫不考慮反電動勢變化的動態影響，也就算說，可以暫且把反電動勢

14、的作用去掉，得到電流的近似結構圖如圖5a。如果把給定濾波和反饋濾波兩個環節都等效的移到環內，同時把給定信號改成Ui*/，則電流環便等效成單位負反饋系統，如圖5b所示。最后，由于Ts和Toi一般都比Tl小的多，可以當作小慣性群而近似的看作是一個慣性環節，其時間常數為：則電流環結構框圖最終可以簡化成如圖2.5所示。簡化的近似條件是 圖2.5電流環的動態(dngti)結構圖及其簡化 a）忽略(hl)反電動勢動態影響 b）等效單位負反饋 c）小慣性環節近似處理 含給定濾波和反饋(fnku)濾波的模擬式PI型電流調節器的原理圖如圖2.6.圖中Ui*為電流給定電壓，-Id為電流負反饋電壓。調節器的輸出就是

15、電力電子變化器的控制電壓Uc。 根據運算放大器的原理圖，可以容易的導出 圖2.6 含給定濾波和反饋濾波的PI型電流調節器2.電流調節器結構的選擇首先考慮把電流環校正成哪一類典型系統。從穩態要求上看，希望電流無靜差，可以得到理想的堵轉特性，由圖2.6可以看出，采用型系統就夠了。再從動態要求上看，實際系統不允許電樞電流在突加控制作用時有太大的超調，以保證電流在動態過程中不超過允許值，而對電網電壓波動的及時抗擾作用只是次要因素。為此，電流環應以跟隨性能為主，即應選用典型型系統。圖2.6的表明，電流環的控制對象是雙慣性型的，要校正成典型型系統，顯然應采用PI型的電流調節器，其傳遞函數可以寫成： 為了讓

16、調節器零點與控制對象的大時間常數極點對消，選擇則電流環的動態結構框圖(kungt)便成圖中所示的典型形式，其中： 三相全控橋整流裝置的平均失控(sh kn)時間Ts=0.0017s，三相全控橋整流電路每個波頭的時間是3.3ms，因此電流濾波時間常數(sh jin chn sh)可取Toi=0.002s，電流環小時間常數之和Ti為：Ti=Ts+Toi=0.0037s根據要求，并按穩態電流無差，可按典型I型系統設計電流調節器。電流環控制對象是雙慣性的，因此采用PI調節器。電流調節器超前時間常數：i=Tl=0.03s。電流環開環增益：要求i5%時，按表2-1，應取KIT=0.5，因此KI=0.5/T

17、i=0.5/0.0037=135.1s-1于是，ACR的比例系數為： 3.校驗近似條件電流環截止頻率：ci=KI=135.1s-1晶閘管整流裝置傳遞函數的近似條件滿足近似條件。忽略反電動勢變化對電流環動態影響的條件滿足近似條件。電流環小時間常數近似處理條件滿足近似條件。4.計算(j sun)調節器電阻和電容由圖2.6所示，按所用(su yn)運算放大器取R0=40K，各電阻(dinz)和電容值為,取40k,取0.75F,取0.2F按照上述參數，電流環可以達到的動態跟隨性能指標為i=4.3%5%滿足設計要求。2.3.2轉速檢測電路的設計此電路主要作用是將轉速信號變換為與轉速稱正比的電壓信號，濾除

18、交流分量，為系統提供滿足要求的轉速反饋信號。轉速檢測電路主要由測速發電機組成，將測速發電機與直流電動機同軸連接，測速發電機輸出端即可獲得與轉速成正比的電壓信號，經過濾波整流之后即可作為轉速反饋信號反饋回系統。其原理圖如圖2.7所示。圖2.7轉速檢測電路原理圖2.3.3觸發電路的設計本系統采用三個kj004集成塊和一個kj041集成塊，即可形成六路雙脈沖，再由六個晶體管進行脈沖放大，就構成了完整的三相全控橋觸發電路，其中kj041內部是由內部是由十二個二極管構成的六個或門，其作用是講六路脈沖輸入轉為六路雙脈沖輸出以上觸發電路均為模擬量構成，優點是結構簡單，可靠，缺點是易受到電網電壓影響，觸發脈沖

19、的不對稱度較高，可達34度在對精度要求高的大容量變流裝置中，越來越多的采用(ciyng)了數字觸發電路，可獲得較好的觸發脈沖對稱度kj004集成電路部分與分立元件的鋸齒波移相觸發電路相似，可分為同步，鋸齒波形成，移相，脈沖形成，脈沖分選及脈沖放大幾個環節，有一個(y )kj004構成，的觸發單元可輸出兩個香味間隔180度的觸發脈沖，其工作原理可參照鋸齒波同步的觸發電路形成進行分析 向整流電路供電的交流測電源通常來自電網(dinwng)，電網電壓的頻率不是固定的，而是在允許的范圍內有一定的波動，觸發電路除了應該保證工作頻率與主電路交流電源的頻率一致外，還應該保證每個晶閘管的觸發脈沖與施加于晶閘管

20、的交流電壓保持固定，正確的相位關系2.3.4轉速調節器的設計用電流環的等效環節代替電流環后，整個轉速控制系統的動態結構圖如圖2.7所示。與電流環一樣，把轉速給定濾波和反饋濾波同時等效地轉移到環前通道上，并將給定信號改成U n * /，再把時間常數為1/KI 和Ton的兩個小慣性環節合并起來，近似為一個時間常數為Tn的慣性環節，其中 則轉速環可以簡化為圖2.7。為了實現轉速無靜差，在負載擾動作用點前必須有一個積分環節，他應該包含在轉速調節器ASR中，由于擾動作用點后邊已有一個積分環節，因此轉速開環傳遞函數應共有兩個積分環節，所以應該設計為型系統。由此可見，ASR也應該設計為PI調節器，其傳遞函數

21、為： 式中Kn為轉速調節器的比例系數，為轉速調節器的超前時間常數。這樣，調速系統的開環傳遞函數就可以寫為： 令開環增益KN為： 則 不考慮擾動時，調速系統(xtng)的動態結構圖如圖2.8。圖2.8轉速環的動態(dngti)結構圖及其簡化 a）用等效環節替代電流環 b）等效為單位負反饋 c）校正為典型(dinxng)型系統轉速調節器的參數包括Kn和。按照典型型系統的參數關系，應該有可得到 因此 含給定濾波與反饋濾波的PI型調節器原理圖如圖2.9，圖中Un*為轉速給定電壓，-n為轉速負反饋電壓，調節器的輸出是電流調節器的給定電壓Ui*。與電流調節器相似，轉速調節器的電阻電容值關系為 圖2.9含濾

22、波(lb)環節的PI型轉速調節器結合設計要求給定的電動機參數(cnsh)可計算轉速調節器的參數。電流環的等效時間常數為1/KI，已取，則 轉速(zhun s)環小時間常數 1.計算調節器參數ASR的超前時間常數為 則可求出轉速開環增益 可求出ASR的比例(bl)系數為 2.選擇轉速(zhun s)調節器結構按照設計要求(yoqi)，選用PI調節器，其傳遞函數式為 3.檢驗近似條件轉速截止頻率為 （2-15）（1）電流環傳遞函數簡化條件為 （2-16）滿足簡化條件。（2）轉速環小時間常數近似處理條件為 （2-17）滿足近似條件。4.計算調節器的電阻和電容取R0=40k則 ，取520k ，取0.1

23、uF ，取0.5uF當h=5時，按退飽和超調量的計算方法可得 滿足設計要求。第三章 參數計算(j sun)和選型設計3.1 整流變壓器額定參數(cnsh)計算1. 的計算(j sun)負載要求的整流電路輸出的最大值；晶閘管正向壓降，其數值為0.51.1V，通常取；A理想情況下時，整流輸出電壓與變壓器二次側相電壓之比；變壓器短路電壓比，100Kv以下的取；C線路接線方式系數；n主電路中電流回路晶閘管的個數；電網電壓波動系數，通常取；最小控制角，通常不可逆取；變壓器二次側實際工作電流額定電流之比；已知（22010%左右），取、，查表得，取,查表得C0.5代入上式得：，應用式，查表得，取，取，電壓比

24、 2.一次和二次向電流和的計算 由式得 ，由表得 ，考慮勵磁電流和變壓器的變比K，根據以上兩式得：3.變壓器的容量(rngling)計算晶閘管參數(cnsh)選擇由整流輸出(shch)電壓，進線線電壓為110V，晶閘管承受的最大反向電壓是變壓器二次線電壓的電壓峰值，即：，晶閘管承受的最大正向電壓是線電壓的一半，即：。考慮安全裕量，選擇電壓裕量為2倍關系，電流裕量為1.5倍關系，所以晶閘管的額定容量參數選擇為：3.2過電壓保護和du/dt和di/dt的限制 過電流保護和di/dt限制由于晶閘管的熱容量很小，一旦發生過電流時，溫度就會急劇上升可能燒壞PN結，造成元件內部短路或開路。晶閘管發生過電流

25、的原因主要有：負載端過載或短路；某個晶閘管被擊穿短路，造成其他元件的過電流；觸發電路工作不正常或受干擾，使晶閘管誤觸發，引起過電流。晶閘管允許在短時間內承受一定的過電流，所以過電流保護作用就在于當過電流發生時，在允許的時間內將過電流切斷，以防止元件損壞。晶閘管過電流的保護措施有下列幾種：快速熔斷器、硒堆保護等。對超過晶閘管正常工作是承受的最大峰值電壓的都算過電壓。產生過壓的原因是電路中電感元件聚集的能量驟然釋放或是外界侵入電路的大量電荷累積。按過壓保護的部位來分，有交流側保護，直流側保護和元件保護。元件保護主要是通過阻容吸收電路，阻容吸收電路的參數計算式根據變壓器鐵芯磁場釋放出來的能量轉化為電

26、容器電場的能量存儲起來為依據的。由于電容兩端的電壓不能突變，就可以有效的抑制尖峰過電壓。為了解決能量轉化過程中能消耗一部分能量和并且抑制LC回路的振蕩，采用了串阻措施。這些都是為了保護晶閘管而做的措施，都能夠有效的解決了運動控制課程設計過程中可能出現的問題。3.3平波電抗器的參數(cnsh)計算整流系統輸出電流會產生脈動，而脈動的電流會增加電動機發熱，同時產生脈動轉矩，對機械不利。此外還會影響系統的機械特性，因此實際應用中為了避免電流脈動需要設置平波電抗器。平波電抗器的電感量一般按低速連續輕載時保證電流連續的條件來選擇(xunz)，通常首先給定最小電流Idmin，在計算所需電抗(dinkng)

27、。因此本次設計，單抗L取值為：，取15H即可。為了防止電路出現過電壓現象，整流后部分應添加阻容保護電路。電阻值可選10k，電容選擇10uF。3.4直流側保護直流側過電壓保護接線方式見圖3.1。直流側與交流側過電壓保護方法相同，元件選擇原則也相同。實際中采用壓敏電阻保護較為合理。圖3.1 直流側過電壓保護線路3.5交流側保護在變壓器副邊并聯電容，短時間的過電壓讓電容中流過較大的充電電流，把拉閘時磁場釋放出的能量轉化為電容的電場能量儲存起來可以(ky)大大抑制過電壓C16Io%*s/U2/U2電容(dinrng)耐壓1.5UcR12.3U2*U2/S*Udi%/ Io%式中s-整流(zhngli)

28、變壓器每相伏安數 U2變壓器副邊相電壓的有效值，單位V Io%-變壓器空載激磁電數百分數。對于10560KVA的普通的三相變壓器，Io%=410，容量越大其值越小 Udi%變壓器短路電壓百分比數，上述變壓器的Udl%一般為56則：C1（0.01980.0495）uF 取0.05 uF R1(17963408) 取4500Uc11.5Uc 571V 取600VPr=(2f)* (2f)*K1*CR+K2C*U2*U2=537W 取600W熔斷器額定電流，Ik=150A Uk=350V取電容0.05PF.耐壓值600V三個，rsc-150A/350V熔斷器三個第四章 系統(xtng)仿真4.1電流

29、(dinli)環的仿真電流環的仿真(fn zhn)模型如圖4.1，其中晶閘管整流裝置輸出電流不可逆。在仿真模型中加入了一個飽和非線性模塊，將飽和上界和下界幅值設為10和-10.并將起動時間和停止時間設為0.0s和0.05s。啟動仿真過程，調整識破器顯示模塊，即可看到階躍響應過程。圖4.2按設計參數仿真的曲線KT=0.5，PI調節器的傳遞函數為；圖4.3按設計參數仿真的曲線KT=0.25，PI調節器的傳遞函數為；圖4.2按設計參數仿真的曲線KT=1.0，PI調節器的傳遞函數為。對比三個圖可以看出，在直流電動機恒流升速階段，電流值低于IN=204A，其原因是電流調節系統受到電動機反電動勢的擾動，因

30、此系統做不到無靜差。圖4.1 電流環的仿真模型圖4.2 KT=0.5電流環仿真曲線圖4.3 KT=0.25電流環仿真(fn zhn)曲線 圖4.4 KT=1.0電流環仿真(fn zhn)曲線4.2轉速(zhun s)環的仿真轉速環的仿真模型圖如圖4.5所示。Step1模塊是用來輸入負載電流的。PI調節器的參數設計后，傳遞函數為。同樣，將輸入模塊階躍值設為10。反正后，得到轉速與電流響應曲線如圖4.2所示，最終穩定于給定轉速。圖4.5 轉速(zhun s)環的仿真模型圖圖4.6 轉速環空載(kn zi)高速時的起動波形圖如果把負載電流設置為136，滿載起動，其轉速與電流響應(xingyng)曲線

31、如圖4.3所示，起動時間延長，退飽和超調量減少。圖4.7 轉速環滿載高速起動波形圖結果(ji gu)與結論從仿真(fn zhn)的結果來看，得到這樣結論，按照KT=0.5進行調節器的參數設置，最終電流響應曲線的超調量比按照KT=0.25要大很多，分析原因后可得知：電流環調節器參數計算時并未考慮到電流反饋濾波時間常數過大的影響，造成控制信號延時較大，另外，工程設計方法在推導過程中為了簡化計算做了許多近似的處理, 而這些簡化處理必須在一定的條件下才能成立。因此，電流響應時產生了較大的超調量。所以，應當按照KT=0.25來計算調節器的參數。經過再次計算后，Ki取0.5067s-1，取0.06s。電流(dinli)調節器的電阻、電容分別為Ri20k，Ci1.5F，Coi0.2F。對應的，轉速調節器取0.0148s，Kn取值為10.3