1、 集成電路模擬程序集成電路模擬程序SPICE SPICE在集成電路的晶體管級模擬方面，成為工在集成電路的晶體管級模擬方面，成為工業標準的模擬程序。業標準的模擬程序。 集成電路設計工程，特別是模擬和模擬數字混合集成電路設計工程，特別是模擬和模擬數字混合信號集成電路設計工程師必須掌握信號集成電路設計工程師必須掌握SPICE的應用。的應用。 下面重點給出無源集成元器件的下面重點給出無源集成元器件的SPICE電路模型電路模型和相應的模型參數。和相應的模型參數。 3.1 對器件模型的要求對器件模型的要求 電路模擬與設計需要建立元器件精確模型。電路模擬與設計需要建立元器件精確模型。 器件模型精度與計算量成

2、反比，應在滿足精度要求條件下器件模型精度與計算量成反比，應在滿足精度要求條件下采用盡量簡單的模型（采用盡量簡單的模型（Compact Model）。）。 除器件模型外，應當使模型各參數有明確物理意義并與器除器件模型外，應當使模型各參數有明確物理意義并與器件結構和工藝參數有直接的聯系。件結構和工藝參數有直接的聯系。 器件模型有兩種構成方法：一是從工作原理出發，通過數器件模型有兩種構成方法：一是從工作原理出發，通過數學推導得出，該方法得出的模型有明確的物理意義；另一學推導得出，該方法得出的模型有明確的物理意義；另一種是把器件當作種是把器件當作“黑盒子黑盒子”，從器件外部特性出發，得出從器件外部特性

3、出發，得出外部特性數學關系。外部特性數學關系。 Spice程序所包含的元器件種類如下：程序所包含的元器件種類如下： (1)無源元件：它們是電阻、線性和非線性電容、線性和非線性無源元件：它們是電阻、線性和非線性電容、線性和非線性電感、互感和磁芯、無損耗傳輸線、壓控開關和流控開關。電感、互感和磁芯、無損耗傳輸線、壓控開關和流控開關。 (2)半導體器件：它們是半導體二極管、雙極型晶體管、結型半導體器件：它們是半導體二極管、雙極型晶體管、結型場效應晶體管、場效應晶體管、MOS場效應晶體管、砷化鎵場效應管和可控場效應晶體管、砷化鎵場效應管和可控硅器件等。硅器件等。 (3)電源：它們是獨立電壓源、獨立電流

4、源、四種線性和非線電源：它們是獨立電壓源、獨立電流源、四種線性和非線性受控源性受控源(VCVS， VCCS，CCCS，CCVS)。獨立源中除了獨立源中除了直流源外還有交流小信號源和瞬態源。直流源外還有交流小信號源和瞬態源。 (4)子電路：在子電路：在Spice中允許用戶將上述三類元件組成的電路定中允許用戶將上述三類元件組成的電路定義為子電路。子電路大小不限，可以嵌套。當電路由多個這義為子電路。子電路大小不限，可以嵌套。當電路由多個這樣子電路組成時，這種定義是很方便的。但在實際模擬時，樣子電路組成時，這種定義是很方便的。但在實際模擬時，程序仍然是以上述三類元件為基本單元來計算的。程序仍然是以上述

5、三類元件為基本單元來計算的。 (5)宏模型：宏模型：spice中的宏模型包括表格宏模型、數學函數宏模中的宏模型包括表格宏模型、數學函數宏模型和由型和由Spice，已有的各類模型組合起來形成的構造型宏模型。已有的各類模型組合起來形成的構造型宏模型。 n 集成電路中的電阻分為 ：l 無源電阻 通常是合金材料或采用摻雜半導體制作的電阻 l 有源電阻 將晶體管進行適當的連接和偏置，利用晶體管的不同的工作區所表現出來的不同的電阻特性來做電阻。 u 合金薄膜電阻 u 多晶硅薄膜電阻 采用一些合金材料沉積在二氧化硅或其它介電材料表面，通過光刻形成電阻條。常用的合金材料有：（1）鉭（Ta）； （2）鎳鉻（Ni

6、-Cr）；（3）氧化鋅SnO2；（4）鉻硅氧CrSiO。 摻雜多晶硅薄膜也是一個很好的電阻材料，廣泛應用于硅基集成電路的制造。 u 摻雜半導體電阻 不同摻雜濃度的半導體具有不同的電阻率，利用摻雜半導體的電阻特性，可以制造電路所需的電阻器。 根據摻雜方式，可分為：l 離子注入電阻l 擴散電阻對半導體進行熱擴散摻雜而構成的電阻 離子注入方式形成的電阻的阻值容易控制，精度較高。 常用的薄層電阻圖形 方塊電阻的幾何圖形 hWLRRWL 材料最小值典型值最大值互連金屬0.050.070.1頂層金屬0.030.040.05多晶硅152030硅-金屬氧化物236擴散層1025100硅氧化物擴散2410N阱（

7、或P阱）1k2k5k 0.5-1.0m MOS工藝中作為導電層的典型的薄層電阻阻值單位:/口不同電阻條寬和端頭形狀的端頭修正因子 電阻溫度系數TC是指溫度每升高1時，阻值相對變化量：dTdRRTC1 在SPICE程序中,考慮溫度系數時，電阻的計算公式修正為：2tnomnomemp2nomemp11）（ttTCttTCRR芯片上的薄層電阻的射頻雙端口等效電路： 襯底電位與分布電容： 有源電阻是指采用晶體管進行適當的連接并使其工作在一定的狀態，利用它的直流導通電阻和交流電阻作為電路中的電阻元件使用。 雙極型晶體管和MOS晶體管可以擔當有源電阻。MOS有源電阻及其I-V曲線 直流電阻： 交流電阻：)

8、(11TNoxnoxmDSGSDSDSdsGSGSVVWLtgIVIVrVVVV2TNoxnox)(2VVVWLtIVRonVGS=V 有源電阻的幾種形式： 飽和區的NMOS有源電阻示意圖： n 在集成電路中，有多種電容結構：l 金屬-絕緣體-金屬(MIM)結構l 多晶硅/金屬-絕緣體-多晶硅結構l 金屬叉指結構l PN結電容l MOS電容 制作在砷化鎵半絕緣襯底上的MIM電容結構： dlwCor 考慮溫度系數時，電容的計算式為：2nomempnomemp211ttTCttTCACCox電容模型等效電路： 固有的自頻率： LCf210突變PN結電容計算公式： 001DjjVCCl 任何pn結都

9、有漏電流和從結面到金屬連線的體電阻，結電容的品質因數通常比較低。l 結電容的參數可采用 二極管和晶體管結電容同樣的方法進行計算。 電容值依賴于結面積，例如二極管和晶體管的尺寸。 PN結電容的SPICE模型就直接運用相關二極管或三極管器件的模型。平板電容和PN結電容都不相同，MOS核心部分，即金屬-氧化物-半導體層結構的電容具有獨特的性質。它的電容-電壓特性取決于半導體表面的狀態。隨著柵極電壓的變化，表面可處于： l 積累區 l 耗盡區 l 反型區 MOS電容(a)物理結構 (b)電容與Vgs的函數關系0VTVgsCoxCox低頻高頻oxSioxSiCCCCMOS動態柵極電容與柵極電壓的函數關系

10、 集總電感可以有下列兩種形式：單匝線圈多匝螺旋型線圈 多匝直角型線圈 硅襯底上電感的射頻雙端口等效電路硅襯底上電感的射頻雙端口等效電路： /1tewlRs02oxox2ptwNCsubGlwR2121subClwC4/ 0000/ 2 tan 2 tanh 2lclZlZlZL 單端口電感的另一種方法是使用長度ll/4波長的短電傳輸線(微帶或共面波導)或使用長度在l/4 l0/2時，時，CJ可以由線性外推法計算出近似值。可以由線性外推法計算出近似值。003210000.)()0()0(.)1 ()0(CDVFjjDDCDVmjDDDFVdVmVFFCFCIFVdVVCIQDCD 式中式中FC是

11、正偏耗盡層電容系數，是正偏耗盡層電容系數，m是是PN結梯度因子，結梯度因子，D是渡越時間，是渡越時間，F1，F2和和F3是常數，由是常數，由FC決定：決定：)1 (1,)1 (,)1 (1 1312101mFFFFFmFCmCmC電荷存儲參數電荷存儲參數QD與電容與電容CD的關系如下：的關系如下：003200.).()0(.)1)(0(CDjDDDCDmjDDDDDDFVmVFFCdVdIFVVCdVdIdVdQC 二極管大信號模型用來描述二極管大信號模型用來描述CD的參數有：的參數有： TT 渡越時間（渡越時間（D）；）； CJ0 零偏置結電容（零偏置結電容（Cj（0）； M PN結梯度因子

12、（結梯度因子（m）；）； VJ PN結自建電勢結自建電勢 （0） FC 正偏耗盡層電容公式系數（正偏耗盡層電容公式系數（FC）小信號模型小信號模型二極管小信號模型見圖，小信號電導定義為：二極管小信號模型見圖，小信號電導定義為：而電容而電容CD為為工作點工作點TDSDDDnVVnkTqIdVdIgexp 003200.0.10CDDjDDCDmDjDDDDDFVmVFFCgFVVCgdVdQC工作點3 二極管的溫度模型二極管的溫度模型 飽和電流飽和電流IS與溫度變化的關系如下：與溫度變化的關系如下：)1 ()300(exp)()(normgnXnormnormSSTTnkTqETTTITITI

13、式中式中XTI是飽和電流是飽和電流IS的溫度指數，的溫度指數，Tnorm是默是默認工作溫度值（認工作溫度值（27），），T是新設置的工作溫是新設置的工作溫度值。結電勢度值。結電勢0與溫度與溫度T關系如下：關系如下：)()()ln(2)()(5 . 100TETETTTTqkTTTTTgnormgnormnormnormnormTTETEgg2)0()(300K時禁帶寬度時禁帶寬度Eg(0)和和Eg(T)的方程如下：的方程如下：硅型硅型PN結實驗結果是：結實驗結果是：=7.0110-4，1108，Eg(0)=1.16eV結電容結電容Cj(0)受溫度控制的關系為：受溫度控制的關系為：)()()(1

14、04001)()(0006normnormnormjjTTTTmTCTC 二極管模型的總參數表如下所示：二極管模型的總參數表如下所示：公式符號參數名 定 義 默認值 單 位 IS IS飽和電流110-14 A rS RS寄生串聯電阻 0 n N發射系數 1 D TT渡越時間 0 s CD(0) CJ0零偏結電容 0 F 0 VJPN結內建電勢 1 V m MPN結梯度因子 0.5公式符號 參數名 定 義 默認值單 位 E g EG禁帶寬度：1.11；SBD 0.69；鍺0.67 1.11 eV Pt XTIIS溫度指數:PN結二極管3.0；SBD2.1 3.0 FC FC正偏耗盡層電容系數 0

15、.5 BV BV反向擊穿電壓BV VIBVIBV反向擊穿電流IBV 103 AK f KF閃爍噪聲系數Kf 0A fAF閃爍噪聲指數Af 1 如何提取二極管模型參數？如何提取二極管模型參數？以直流模型為例以直流模型為例有兩個直流參數有兩個直流參數IS和和n，在在 條件下，有條件下，有兩邊取對數，有兩邊取對數，有由測量值在半對數坐標中作圖，由測量值在半對數坐標中作圖，即可得出兩個直流參數即可得出兩個直流參數IS和和n。) 1(nkTqVSDDeII1nkTqVnkTqVSDDeIISDDInkTqVIlnln 7.2 雙極型晶體管模型雙極型晶體管模型 SPICE的雙極型晶體管（的雙極型晶體管（B

16、JT）模型參數包括：模型）模型參數包括：模型的直流、交流小信號特性，溫度、噪聲性能的直流、交流小信號特性，溫度、噪聲性能 ，各種電容效，各種電容效應和半導體物理屬性等。應和半導體物理屬性等。 雙極型晶體管有兩種模型：雙極型晶體管有兩種模型： （1） Ebers-Moll（即即EM）模型模型 Ebers和和Moll于于1954年提出年提出 （2）Gummel-Poon（即即GP）模型模型 Gummel和和Poon 于于1970年提出年提出SPICE中中GP模型有四十多個參數，某些參數未給出，則模型有四十多個參數，某些參數未給出，則自動簡化成自動簡化成EM模型。模型。 BJT模型的偏置方式模型的偏

17、置方式PSpice的的BJT模型如圖所示。模型如圖所示。BJT模型定義為基極發射極模型定義為基極發射極偏置和基極集電極偏置的方式工作。偏置和基極集電極偏置的方式工作。集電極c注入空穴- Vbe+Ib發射極eIe-Vbe+Ic復合電子正向偏置反向偏置NPN基極b 發射結發射的電子 集電結收集的電子NPN型型BJT偏置方式偏置方式1、Ebers-Moll 模型模型EbersMoll 模型有簡單直觀的特點，它給出各極電流與外模型有簡單直觀的特點，它給出各極電流與外偏壓的關系偏壓的關系。忽略基區寬度隨忽略基區寬度隨VBC的變化，得的變化，得B+VBCCIRIFEVBEFIFRIREM直流模型直流模型)

18、1()1(kTqVCSRkTqVESFBCBEeIIeII F和和R分別為共基極分別為共基極BJT的大的大信號正、反向電流增益。信號正、反向電流增益。IF和和IR分別是發射結正向傳輸電流分別是發射結正向傳輸電流和集電結反向傳輸電流，其和集電結反向傳輸電流，其表達式為：表達式為：IES ，ICS定義分別為基極定義分別為基極發射極和基極發射極和基極集電極的飽和電集電極的飽和電流流： 極電流可以表示為：極電流可以表示為：定義定義IS為晶體管傳輸飽和電流，可得：為晶體管傳輸飽和電流，可得：RRFFBRRFERFFCIIIIIIIII)1 ()1 ( 1 1)/()/(kTqVSECkTqVSCCBCB

19、EeIIeII傳輸模式電流傳輸模式電流ICC ，IEC的定義分別為的定義分別為：CSRESFSIII)(kTqVkTqVSECCCCTBCBEeeIIIIRECFCCBCTFCCERECCTCIIIIIIIIIEbers-Moll靜態模型的拓撲結構可以改變為靜態模型的拓撲結構可以改變為EM模型的模型的形式：形式： 這樣，極電流則可分別這樣，極電流則可分別 表示為：表示為：+ IbVBCIEC/RICC/REB+VBECIcIeICT=ICC-IECEM模型的模型的形式形式 Ebers-Moll模型的電阻模型的電阻 如右圖所示，此模型如右圖所示，此模型有三種常數值電阻有三種常數值電阻RC，RE和

20、和RB，用以改善模型，用以改善模型的直流特性。的直流特性。B+ IBVBCIEC/RICC/R+VBEIeICT=ICC-IECRB-BRCCICCEREE Early效應（基區寬度調制效應）效應（基區寬度調制效應） Early效應即基區寬度調制效應如圖所示。基區寬度調效應即基區寬度調制效應如圖所示。基區寬度調制是通過集電極制是通過集電極基區反向偏壓改變來改變電基極寬度基區反向偏壓改變來改變電基極寬度(WB)的值，從而使飽和區輸出特性曲線向上彎曲。的值，從而使飽和區輸出特性曲線向上彎曲。 Early電壓電壓(VA)會影響基極模型的會影響基極模型的IC，IB電流方程。電流方程。VAF為正向為正向

21、Early電壓，電壓，VAR為反向為反向Early電壓。電壓。 可見可見EM基本模型基本模型 直流參數有直流參數有8個：個： IS, F, R, RB, RE, RC, VA F, VA RIC-VA0VCE 再考慮晶體管中電荷存儲效應，就得到再考慮晶體管中電荷存儲效應，就得到Ebers-Moll 大信號大信號模型如圖所示：模型如圖所示： 電荷存儲效應引入三種類型的電容：兩個非線性結電容電荷存儲效應引入三種類型的電容：兩個非線性結電容（CJE, CJC），），兩個非線性擴散電容（兩個非線性擴散電容（CDE, CDC）和一個和一個集電極集電極-襯底電容（襯底電容（ CJS）。）。BRBIBCDC

22、CDECJCCJE-VBC+VBE-CRCICIEC/RICC/FBCEREIEECJSICT=ICC-IEC 與與PN結相似，結相似，BJT的的Spice電容電壓控制方程如下：電容電壓控制方程如下： CCBCCBCCJCBCECRCCBCmCBCJCBCECRBCBCBCECBEEBEEJEBECCFECBEmEBEJEBECCFBEBEBEFVVmFFCdVdIFVVCdVdIdVdQCFVVmFFCdVdIFVVCdVdIdVdQCCE,0,10,0,103232 SCCSSCSSJSSCCSmSCSJSCSFVVmCFVVCCS,10,10其中其中F和和R分別是理分別是理想正、反向渡越

23、時間。想正、反向渡越時間。 考慮電容后，模型參數增加了考慮電容后，模型參數增加了12個：個： CJE（0）, CJC （0）, CJS （0）,E,C,S, mE,mC, mS, F，R 和和 FC。在考慮溫度模型和噪聲模型，還應該增加在考慮溫度模型和噪聲模型，還應該增加5個參數：個參數：E g， XT， XTI，K f，Af,(a) 飽和電流隨溫度的變化飽和電流隨溫度的變化 (b)電流放大系數隨溫度的變化電流放大系數隨溫度的變化(c)串聯電阻隨溫度的變化串聯電阻隨溫度的變化 (d) 內建電勢隨溫度的變化內建電勢隨溫度的變化（e）勢壘電容隨溫度的變化勢壘電容隨溫度的變化EM小信號等效電路模型小

24、信號等效電路模型 gmF：正向區跨導正向區跨導r：輸入電阻輸入電阻r0：輸出電阻輸出電阻gmR：反向區跨導反向區跨導r：集電極集電極-基極電阻基極電阻C ：基極基極-集電極電容集電極電容CCS ：集電極集電極-襯底電容襯底電容C：發發-基極等效電容基極等效電容jebCCC2. Gummel-Poon模型模型 Spice的的Gummel-Poon模型是一種適合于晶體管各工作區模型是一種適合于晶體管各工作區的非線性模型，它考慮了低電流效應、大電流注入效應、的非線性模型，它考慮了低電流效應、大電流注入效應、基區寬度調制效應、基極電阻隨電流和偏壓的變化，以及基區寬度調制效應、基極電阻隨電流和偏壓的變化

25、，以及擬飽和效應等。擬飽和效應等。 F(理想最大正向電流增益理想最大正向電流增益)值隨值隨IC電流變化如下圖所示。其電流變化如下圖所示。其中區域中區域是低電流區，是低電流區，F隨隨IC增長而增加；區域增長而增加；區域是中電是中電流區，流區，F 近似于常數；區域近似于常數；區域是高電流區，是高電流區，F隨隨IC增加而增加而降低。降低。FILIKFICFM11/nEL-1區域區域區域 VBC=0時時IC和和IB隨隨VBE變化的曲線如圖所示。由圖中曲變化的曲線如圖所示。由圖中曲線可以看出電流變化對線可以看出電流變化對值的影響。值的影響。FICIBlnIlnISlnIS/FMVBC=0VBE區域 區域

26、區域 與與Ebers-Moll靜態模型相比，靜態模型相比，Gummel-Poon靜態模型的特性有了改進，表現在以下幾個靜態模型的特性有了改進，表現在以下幾個方面：方面： （1）低電流）低電流值下降。值下降。 （2）基區寬度調制效應，引入反向）基區寬度調制效應，引入反向Early電壓電壓VAR。 （3）大注入效應，又叫大電流效應。晶體管共射極電流）大注入效應，又叫大電流效應。晶體管共射極電流放大系數放大系數F（或（或R）將隨電流的增加而減小，引入大注入）將隨電流的增加而減小，引入大注入拐點電流拐點電流IKR。 (4) 發射系數的影響發射系數的影響 , 增加兩個參數增加兩個參數,nF和和nR。 （

27、5）基區電阻隨電流變化，由參數）基區電阻隨電流變化，由參數RB，RBM和和IRB表征。表征。 RB表示零偏壓時的基區電阻，表示零偏壓時的基區電阻， RBM表示大電流時的最小基表示大電流時的最小基區電阻，區電阻， IRB表示基區電阻下降到一半時的電流。表示基區電阻下降到一半時的電流。 小電流時，小電流時，IB還包含表面復合電流，發射極還包含表面復合電流，發射極基極耗盡區基極耗盡區復合電流以及發射極復合電流以及發射極集電極溝道電流。而發射極集電極溝道電流。而發射極基極基極耗盡區復合電流是主要的。所以增加兩個電流源：耗盡區復合電流是主要的。所以增加兩個電流源：因而增加因而增加C2、C4（正反向小電流

28、非理想基極電流系數）和正反向小電流非理想基極電流系數）和nEL、nCL (小電流基極小電流基極發射極發射系數和基極發射極發射系數和基極集電極發集電極發射系數射系數)。相當于在相當于在EM模型中增加了兩個非理想二極管。模型中增加了兩個非理想二極管。 1 1)/(4)/(2kTnqVSRkTnqVSFCLBCELBEeICeIC而言：對而言：對 1 1)/()/(kTnqVSCLCkTnqVSELECLBCELBEeIIeII 因而因而Gummel-Poon靜態模型如圖所示：靜態模型如圖所示：CBRBB + IBVBC-RCIC+VBEIEREEIEC/RICC/FICT=ICC-IECBCEIL

29、EILC 圖中各工作區電流方程如下： 正向放大區： 極電流IC和IE的工作范圍是VBE5kT/q,VBC-5kT/q。式中nF、nR分別是正、反向電流發射系數，qb代表基區存儲的多數載流子。min42min4111111gVVICeICeIIgVqqVICqeqIIRBCFBESkTnqVSRkTnqVFSEBCRbbBESRbkTnqVbSCELBEFBEFBE 反向區： 極電流IC和IE的工作范圍是VBE-5kT/q，VBC-5kT/q。min42min411111111gVVeICICeIIgVqqVeICeqeqIIRBCFBEkTnqVSSkTnqVRFSEBCRbbBEkTnqVS

30、kTnqVRbkTnqVBSCCLBCRBCCLBCRBCRBC 飽和區： 極電流IC和IE的工作范圍是VBE-5kT/q，VBC - 5kT/q。min42min41111111111gVVeICeICeeIIgVqqVeICeqeeqIIRBCFBEkTnqVSkTnqVSkTnqVRkTnqVFSEBCRbbBEkTnqVSkTnqVRbkTnVkTnqVbSCCLBCELBERBEFBECLBCRBCRBEFBE 截止區： 極電流IC和IE的工作范圍是VBE-5kT/q,VBC-5kT/q。min42min41111gVVICICIIgVqqVICIIRBCFBESSRFSEBCRbb

31、BESRSCGummel-Poon大信號模型大信號模型 Spice的的Gummel-Poon大信號電路模型的拓撲結構與大信號電路模型的拓撲結構與Ebers-Moll模型相同，其非線性存儲元件、電壓控制電容模型相同，其非線性存儲元件、電壓控制電容的方程也與的方程也與Ebers-Moll模型相同，只是模型相同，只是IEC和和ICC由由ISS和和qb的的值決定。值決定。 Gummel-Poon模型有模型有3個與個與Ebers-Moll模型不同的效應：模型不同的效應：基極基極-集電極分配電容，正向渡越時間集電極分配電容，正向渡越時間(F)，剩余相位，剩余相位(Excess Phase)基區的分配現象。

32、基區的分配現象。基極基極-集電極分配電容集電極分配電容 為使基極集電極的電容和電阻更接近實際器件，將為使基極集電極的電容和電阻更接近實際器件，將集電結電容分為兩個部分：集電結電容分為兩個部分：XCJCCJC是在內部基極節點和是在內部基極節點和集電極之間的電容集電極之間的電容(1-XCJCCJC)是在外部基極節點與集電極是在外部基極節點與集電極之間的電容。其中參數之間的電容。其中參數XCJC在在01之間變化；之間變化；CJC是基極是基極集電極之間的總電容。集電極之間的總電容。式中式中C是基極集電極內建電勢。是基極集電極內建電勢。 CCBXCBXCCJCJCCCBXmCBXCJCJCJXFVVmF

33、FXCFVVXCCC,10,11032 渡越時間渡越時間(F) 在在IC為大電流時，為大電流時，F與與IC和和VBC的關系不再是無關的，這的關系不再是無關的，這個調制效應可用下面方程描述：個調制效應可用下面方程描述：這就引入這就引入4個模型參數：理想正向渡越時間影響個模型參數：理想正向渡越時間影響F ,FF的大的大電流參數電流參數ITF，描述描述FF隨隨VBC變化的電壓參數變化的電壓參數VTF ,FF隨偏隨偏置變化系數置變化系數XTF244. 11TFCCCCVVTFFFFIIIeXTFBC公式符號 參數名 定 義單位 默認值 IS IS飽和電流 A110-6 F BF理想最大正向電流增益 1

34、00 R BR反向電流放大系數最大值 1 nF NF正向電流發射系數 1 nR NR反向電流發射系數 1 C2ISE(C2)基極-發射極漏飽和電流 A 0BJT晶體管模型總參數表晶體管模型總參數表公式符號 參數名 定 義單位 默認值 C4ISC(C4)基極-集電極漏飽和電流 A 0 IKF IKF正向膝點電流 A IKR IKR反向膝點電流 A nEL NE基極-發射極漏發射系數 1.5 nCL NC基極-集電極漏發射系數 2 VA VAF正向Early電壓 V VB VAR反向Early電壓 V 公式符號 參數名 定 義單位 默認值 rC RC集電極電阻 0 rE RE發射極電阻 0 rB

35、RB零偏基極電阻 0 rBM RBM最小基極電阻(高電流時) RB IrB IRB基極電阻下降為1/2時的電阻 A F TF理想正向渡越時間 s 0 R TR理想反向渡越時間 s 0公式符號 參數名 定 義單位 默認值 XTF XTFF隨偏置變化系數 0 VTF VTF描述F隨VBC變化的電壓參數 V ITF ITF影響F的大電流參數 A 0 PTF PTF在f(1/2)F時超前相移 rad 0 CJE CJEBE結零偏置耗盡電容 F 0 E VJEBE結內建電勢 V 0.75 mE MJEBE結梯度因子 0.33公式符號 參數名 定 義單位 默認值 CJC CJC零偏集電結PN結耗盡電容 F

36、 0 C VJC基極-集電極內建電勢 V 0.75 mC MJCBC結梯度因子 0.33 CJS CJS集電極-襯底結零偏置電容 F 0 S VJS襯底結內建電勢 V 0.75 mS MJS襯底結梯度因子 0 XCJC XCJCBC結耗盡電容連到基極內節點底百分數 1公式符號 參數名 定 義單位 默認值 FC FC正偏耗盡電容參數 0.5 XTB XTBBF和BR底溫度系數 0 XTI XTIIS的溫度效應指數 3 Eg EGIS溫度效應中的禁帶寬度 eV 1.11 Kf KF1/f閃爍噪聲系數 0 af AF1/f閃爍噪聲指數 1 T T工作溫度 277.4 結型場效應晶體管模型結型場效應晶

37、體管模型 Spice的結型場效應晶體管模型的結型場效應晶體管模型(JFET)是基于是基于Schichman和和Hodges提出的模型。提出的模型。JFET的基本結構如圖所示的基本結構如圖所示IGVGS+-IS源極SG柵極-VDS+IDD漏極耗盡區P型摻雜N型溝通0.20.40.60.81.00ID,sat/IDSS0.20.40.60.81.0平方率突變結JFET特性VGSIDVDS線性區飽和區VDS=VD,satVGS= -1VGS= -2VGS= -3VGS= -VP JFET場效應管的輸出特性：場效應管的輸出特性： JFET場效應管的輸入特性：場效應管的輸入特性： N溝道溝道JFET靜態

38、模型的等效電路如圖所示。其中，柵源、靜態模型的等效電路如圖所示。其中，柵源、柵漏為兩個柵漏為兩個PN結；結；RD和和RS為漏區和源區電阻；其為漏區和源區電阻；其ID隨柵隨柵源電壓源電壓VGS和閥值電壓和閥值電壓VT0的差值的差值(VGS-VT0)而變化。而變化。GVGD+-VGS+-IDIGDIGSDRD+VDS-RSS(2)正向模型（正向模型（VDS 0） 0002000,120,10, 0TGSDSDSDSTGSDSDSTGSDSTGSTGDDVVVVVVVVVVVVVVVVI(2)反向模型（反向模型（VDSVTH，VDSVTH，VDSVGSVTH，MOS管工作在飽和區。管工作在飽和區。電

39、流方程為：電流方程為： DS2THGS0PDS122VVVXLWKIjl（3）兩個襯底）兩個襯底PN結結兩個襯底結中的電流可用類似二極管的公式來模擬。兩個襯底結中的電流可用類似二極管的公式來模擬。 當當VBS0時時 1expBSSSBSkTqVII當當VBD0時時 1expBDSDBDkTqVIIu二階模型所使用的等效電路和一階模型相同二階模型所使用的等效電路和一階模型相同 ，但模型計，但模型計算中考慮了各種二階效應對算中考慮了各種二階效應對MOS器件漏電流及閾值電壓等器件漏電流及閾值電壓等特性的影響。這些二階效應包括：特性的影響。這些二階效應包括： （1）溝道長度對閾值電壓的影響；）溝道長度

40、對閾值電壓的影響；（2）漏柵靜電反饋效應對閾值電壓的影響；）漏柵靜電反饋效應對閾值電壓的影響；（3）溝道寬度對閾值電壓的影響；）溝道寬度對閾值電壓的影響；（4）遷移率隨表面電場的變化；）遷移率隨表面電場的變化；（5）溝道夾斷引起的溝道長度調制效應；）溝道夾斷引起的溝道長度調制效應；（6）載流子漂移速度限制而引起的電流飽和效應；）載流子漂移速度限制而引起的電流飽和效應；（7）弱反型導電。）弱反型導電。（1）短溝道對閾值電壓的影響）短溝道對閾值電壓的影響 溝道長度溝道長度L的減少，使襯底耗盡層的體電荷對閾值電的減少，使襯底耗盡層的體電荷對閾值電壓貢獻減少。體電荷的影響是由體效應系數壓貢獻減少。體電

41、荷的影響是由體效應系數體現的，它的體現的，它的變化使變化使V TH變化。考慮了短溝效應后的體效應系數變化。考慮了短溝效應后的體效應系數S為：為： 12121jjl0jSXWXLX可見，當溝道長度可見，當溝道長度L減小時閾值減小時閾值電壓降低，也就是常說的短溝道電壓降低，也就是常說的短溝道效應，公式中效應，公式中S 代替代替 ：FSsT0TH22BVVVF0.00.51.01.50.00.51.01.52.02.5Vth - Vfb (V)L (m)Tox=25nmVds=5V（2）靜電反饋效應）靜電反饋效應 隨著隨著VDS的增加，在漏區這一邊的耗盡層寬度會有的增加，在漏區這一邊的耗盡層寬度會有

42、所增加，這時漏區和源區的耗盡層寬度所增加，這時漏區和源區的耗盡層寬度WD和和WS分別為：分別為： DSBSFDD2VVXWBSFDS2VXWSUBD2qNXSi上式中，上式中， ，因此，因此S修正為：修正為： SDDDXWXWLLX11211212211jSj0jS可見，由于可見，由于VDS的增加而造成的的增加而造成的WD增加，會使閾值電壓進增加，會使閾值電壓進一步下降，即一步下降，即DIBL效應，也是一種短溝道效應。效應，也是一種短溝道效應。 FBSsT0TH22VVVF0.00.10.20.30.40.50.00.51.01.52.0Vds (V)Vth (V)W/L=10/0.4Tox=

43、7nmDIBL效應：漏致勢壘下降效應。即效應：漏致勢壘下降效應。即VDS的增加使源漏勢壘下的增加使源漏勢壘下降。表現為隨著降。表現為隨著VDS的增加，閾值電壓進一步下降。的增加，閾值電壓進一步下降。（3）窄溝道效應）窄溝道效應實際的柵總有一部分要覆蓋在場氧化層上實際的柵總有一部分要覆蓋在場氧化層上(溝道寬度以外溝道寬度以外)，因此場氧化層下也會引起耗盡電荷。這部分電荷雖然很少，因此場氧化層下也會引起耗盡電荷。這部分電荷雖然很少，但當溝道寬度但當溝道寬度W很窄時，它在整個耗盡電荷中所占的比例很窄時，它在整個耗盡電荷中所占的比例將增大。與沒有將增大。與沒有“邊緣邊緣”效應時的情況相比較，柵電壓要效

44、應時的情況相比較，柵電壓要加得較大才能使溝道反型，如圖。加得較大才能使溝道反型，如圖。引入模型參數引入模型參數 來描述閾值電來描述閾值電壓隨溝道寬度的縮小而增加，壓隨溝道寬度的縮小而增加，這時這時V TH被修正為：被修正為：BSFoxSiFBSFT0H2422VWCVVVT（4）遷移率修正）遷移率修正 反型層遷移率是一個描述漏電流的非常重要的物理量，研究反型層遷移率是一個描述漏電流的非常重要的物理量，研究表明遷移率主要由散射機制決定表明遷移率主要由散射機制決定, , SiSi表面主要有以下幾種散表面主要有以下幾種散射機制。一種為庫侖散射，為電離雜質和界面電荷引起；一射機制。一種為庫侖散射，為電

45、離雜質和界面電荷引起；一種為聲子散射，為晶格振動引起；一種為表面粗糙度引起的種為聲子散射，為晶格振動引起；一種為表面粗糙度引起的散射，這種散射為表面所特有。散射，這種散射為表面所特有。 右圖為幾種不同散射機制對右圖為幾種不同散射機制對 s s的影響的示意圖，它們滿足的影響的示意圖，它們滿足Matthiessen公式公式1111scoulombphsr 圖中橫坐標為有效橫向電場，定義為對反型層內的電子分圖中橫坐標為有效橫向電場，定義為對反型層內的電子分布進行平均的電場，布進行平均的電場，在柵電壓增加時，在柵電壓增加時，有效橫向電場增大，有效橫向電場增大，表面遷移率率會有所下降，其經驗公式為：表面

46、遷移率率會有所下降，其經驗公式為： 式中，式中， 0表面遷移率；表面遷移率；Ucrit為柵為柵-溝道的臨界電場強度；溝道的臨界電場強度； Utra是橫向電場系數，它表示是橫向電場系數，它表示VDS對柵對柵-溝道電場的影響；溝道電場的影響； UEXP為遷移率下降的臨界指數系數。為遷移率下降的臨界指數系數。EXPtraTHGSOXcritOXSi0SUVUVVtUDS（5）溝道長度調制效應）溝道長度調制效應 當當VDS增大時，增大時，MOS管的漏端溝道被夾斷并進入飽和，管的漏端溝道被夾斷并進入飽和，VDS進一步增大，該夾斷點向源區移動，從而使溝道進一步增大，該夾斷點向源區移動，從而使溝道的有效長度

47、減小，這就是溝道長度調制效應的有效長度減小，這就是溝道長度調制效應 。 在考慮了溝道長度調制效應后，器件的有效溝道長在考慮了溝道長度調制效應后，器件的有效溝道長度為：度為：LXLLeffjl022124142DSATDSDSATDSSiVVVVqNL式中式中： DSeffVXLL12jl0也可通過給出溝道長度調制系數也可通過給出溝道長度調制系數得出有效溝道長度得出有效溝道長度 （6）載流子有限漂移速度引起的電流飽和）載流子有限漂移速度引起的電流飽和 對于同樣的幾何尺寸比、同樣的工藝和偏置，短溝道對于同樣的幾何尺寸比、同樣的工藝和偏置，短溝道器件比起長溝道器件來講飽和電流要小。器件比起長溝道器件

48、來講飽和電流要小。 在在MOS2模型中，引入了參數模型中，引入了參數max表示載流子的最大表示載流子的最大漂移速率，于是有：漂移速率，于是有：CHANDSATmaxWQIv 在低電場情形下，載流子的漂移速度與電場強度成比例，在低電場情形下，載流子的漂移速度與電場強度成比例，且比例因子且比例因子( (遷移率遷移率) )為常數為常數 ，但當電場增強到，但當電場增強到10103 3V/cmV/cm以上時，以上時，載流子獲得的能量增加，散射加強，因而遷移率下降，速度與載流子獲得的能量增加，散射加強，因而遷移率下降，速度與電場強度不再成正比，當電場繼續增加時，載流子獲得的能量電場強度不再成正比，當電場繼

49、續增加時，載流子獲得的能量可以與光學波聲子的能量相比，散射時可以發射光學波聲子，可以與光學波聲子的能量相比，散射時可以發射光學波聲子，于是載流子的漂移速度不再增加，而是維持一個一定的數值，于是載流子的漂移速度不再增加，而是維持一個一定的數值，稱為散射極限速度或飽和速度，以稱為散射極限速度或飽和速度，以v vsat表示。表示。 （7）弱反型導電）弱反型導電 MOSFET并不是一個理想的開關，實際上當并不是一個理想的開關，實際上當VGSVTH時在表面處就有電子濃度，也就是當表面不是強反型時就存時在表面處就有電子濃度，也就是當表面不是強反型時就存在電流。這個電流稱為弱反型電流或次開啟電流。在電流。這

50、個電流稱為弱反型電流或次開啟電流。SPICE2中定義一個新的閾值電壓中定義一個新的閾值電壓VON，它標志著器件從弱反型進入它標志著器件從弱反型進入強反型。當強反型。當VGSVON時為弱反型，當時為弱反型，當VGSVON時，為強反時，為強反型。型。qnkTVVTHON在弱反型導電時，在弱反型導電時，考慮擴散電流分量，可得到漏極電流考慮擴散電流分量，可得到漏極電流為為漏源電流方程為：漏源電流方程為： ONGSONDSexpVVnkTqII MOS3模型是一個半經驗模型，適用于短溝道器件，對模型是一個半經驗模型，適用于短溝道器件，對于溝長于溝長 2 m的器件所得模擬結果很精確。在的器件所得模擬結果很

51、精確。在MOS3中考慮的中考慮的器器 件二階效應如下：件二階效應如下：（1）漏源電壓引起的表面勢壘降低而使閾值電壓下降的靜）漏源電壓引起的表面勢壘降低而使閾值電壓下降的靜 電反饋效應；電反饋效應；（2）短溝道效應和窄溝道效應對閾值電壓的影響；）短溝道效應和窄溝道效應對閾值電壓的影響；（3）載流子極限漂移速度引起的溝道電流飽和效應；）載流子極限漂移速度引起的溝道電流飽和效應；（4）表面電場對載流子遷移率的影響。）表面電場對載流子遷移率的影響。 MOS3模型參數大多與模型參數大多與MOS2相同，但其閾值電壓、飽相同，但其閾值電壓、飽和電流、溝道調制效應和漏源電流表達式等都是半經驗公和電流、溝道調制

52、效應和漏源電流表達式等都是半經驗公式，并引入了新的模型參數：式，并引入了新的模型參數：（EAT）、）、（DETA）、）、（THETA）和和（KAPPA）。）。下面分別討論下面分別討論MOS3半經驗公式及這三個參數的意義：半經驗公式及這三個參數的意義：（1）閾值電壓的半經驗公式）閾值電壓的半經驗公式BSFNBSFS3OX22FFBTH221015. 82VFVFVLCVVDS式中，式中，是模擬靜電反饋效應的經驗模型參數，是模擬靜電反饋效應的經驗模型參數， FS為短溝道效應的校正因子，為短溝道效應的校正因子，FN為窄溝道效正因子。為窄溝道效正因子。 jjPjPjCjeffjSXXWXWXWXLXF

53、1111WCFOXSn4 在在MOS3中采用改進的梯形耗盡層模型，考慮了圓柱中采用改進的梯形耗盡層模型，考慮了圓柱形電場分布的影響，如圖所示。圖中形電場分布的影響，如圖所示。圖中Wc為圓柱結耗盡為圓柱結耗盡層寬度，層寬度，Wp為平面結耗盡層寬度為平面結耗盡層寬度 。（2）表面遷移率調制）表面遷移率調制 表示遷移率和柵電場關系的經驗公式為：表示遷移率和柵電場關系的經驗公式為：THGS0S1VV式中經驗模型參數式中經驗模型參數稱為遷移率調制系數稱為遷移率調制系數 。（3）熱電子速度飽和）熱電子速度飽和熱電子速度飽和使得線性區電流下降，用有效遷移率來模熱電子速度飽和使得線性區電流下降，用有效遷移率來

54、模擬，可見當擬，可見當VDS/L增加，有效遷移率下降。增加，有效遷移率下降。LvVDSSSmaxeff1（5）溝道長度調制減小量的半經驗公式）溝道長度調制減小量的半經驗公式 當當VDS大于大于VDSAT時，載流子速度飽和點的位置逐漸移向時，載流子速度飽和點的位置逐漸移向源區，造成溝道長度調制效應。溝道長度的減小量源區，造成溝道長度調制效應。溝道長度的減小量L為：為： 222DPDSATDS2D22DPDXEVVXXEXL上式中，上式中，EP為夾斷點處的橫向電場，為夾斷點處的橫向電場，為飽和電場系數。為飽和電場系數。（4）飽和電壓下降）飽和電壓下降（6）弱反型導電）弱反型導電LgIEDSATDS

55、ATP22babaDSATVVVVVMOS3模型簡單，如線性區電流方程為物理模型的泰勒展模型簡單，如線性區電流方程為物理模型的泰勒展開開： 式中：式中：為襯底電荷的泰勒級數。為襯底電荷的泰勒級數。DSDSBTHGSDSVVFVVI21nBSPSBFVFF22（1）PN結電容結電容結電容由底部勢壘電容和側壁勢壘電容兩部分組成，結電容由底部勢壘電容和側壁勢壘電容兩部分組成，當當VBS，VBD(FCB)時時SWjBSSjsw0BS0 jBS11mBmBSVPCVACCSWjBDDjsw0BDDj0BD11mBmBVPCVACC模型中有兩個反向襯底電容模型中有兩個反向襯底電容CBD和和CBS，還有三個

56、與器件特還有三個與器件特性密切相關的電容性密切相關的電容CGB、CGS、CGD。（2）柵電容）柵電容 柵電容柵電容CGB，CGS，CGD包括隨偏壓變化及不隨偏壓變化包括隨偏壓變化及不隨偏壓變化兩部分：兩部分： CGBCGB1CGB2CGSCGS1CGS2CGDCGD1CGD2 其中不隨偏壓而變的部分是其中不隨偏壓而變的部分是Parasitic Capacitance：柵極與柵極與源區、漏區的交疊氧化層電容以及柵與襯底間的交疊氧化層源區、漏區的交疊氧化層電容以及柵與襯底間的交疊氧化層電容電容(在場氧化層上在場氧化層上)，即：，即：CGB2CGB0LCGS2CGS0WCGD2CGD0W 隨偏壓而變

57、的柵電容是柵氧化層電容與空間電荷區電隨偏壓而變的柵電容是柵氧化層電容與空間電荷區電容相串聯的部分，模型是容相串聯的部分，模型是Meyer提出的。下表列出了不同工提出的。下表列出了不同工作區柵電容的變化：作區柵電容的變化：工作區工作區CGB1CGS1CGD1截止區截止區COXWLeff00非飽和區非飽和區0COXWLeff/2COXWLeff/2飽和區飽和區0(2/3)COXWLeff0不同工作區的柵電容不同工作區的柵電容 反映電荷存儲效應總的電容模型反映電荷存儲效應總的電容模型 截至區截至區VGS(VTH-2P)：WCCWCCLCCCGDOGDGSOGSeffGBOOXGB 弱反型區弱反型區(

58、VTH -2P) VGSVTH：WCCWCVVCCLCVVCCGDOGDGSOPGSONOXGSeffGBOPGSONOXGB12322 飽和區飽和區VTHVGS(VTH+VDS)：WCVVVVVCCWCVVVVVVCCLCCGDODSONGSONGSOXGDGSODSONGSONDSGSOXGSeffGBOGB222121 漏區和源區的串聯電阻會嚴重地影響漏區和源區的串聯電阻會嚴重地影響MOS管的電學管的電學特性，串聯電阻的存在使加在漏源區的有效電壓會小于加特性，串聯電阻的存在使加在漏源區的有效電壓會小于加在外部端口處的電壓。在外部端口處的電壓。SPICE2等效電路中插入了兩個電等效電路中插

59、入了兩個電阻阻rD和和rS，它們的值可在模型語句：它們的值可在模型語句：“MODEL ”中給中給定，也可通過定，也可通過MOSFET中的中的NRD和和NRS來確定來確定 。rDRshNRD rSRshNRS 式中，式中，Rsh漏擴散區和源擴散區薄層電阻漏擴散區和源擴散區薄層電阻 ；NRD漏擴散區等效的方塊數；漏擴散區等效的方塊數；NRS源擴散區等效的方塊數。源擴散區等效的方塊數。 MOSFET Spice模型的比較模型的比較 一級一級 MOSFET模型不很精確，理論上太復雜，有效參數模型不很精確，理論上太復雜，有效參數太少，多用來迅速、粗略地估計電路性能。太少，多用來迅速、粗略地估計電路性能。

60、 二級二級 MOSFET模型可以使用于復雜程度不同的模型。二模型可以使用于復雜程度不同的模型。二級模型計算較多，占用級模型計算較多，占用CPU時間長，常常不能收斂。時間長，常常不能收斂。 三級三級 MOSFET模型的精度與二級模型相同，計算時間和模型的精度與二級模型相同，計算時間和重復次數少，只是某些計算比較復雜。設計時最好采用三重復次數少，只是某些計算比較復雜。設計時最好采用三級模型，而在精度要求不高時采用一級模型較好。級模型，而在精度要求不高時采用一級模型較好。 MOSFET模型參數表模型參數表公式符號參數名 級 定 義默認值單位 L L溝道長度DEFL m W W溝道寬度DEFW m V