1、摘 要隨著電力電子技術的發展，開關電源的應用越來越廣泛。反激式開關電源以其設計簡單，體積小巧等優勢，廣泛應用于小功率場合。開關電源以其小型、輕量和高效率的特點，被廣泛地應用于各種電氣設備和系統中，其性能的優劣直接關系到整個系統功能的實現。開關穩壓電源有多種類型，其中單端反激式開關電源由于具有線路簡單，所需要的元器件少，能夠提供多路隔離輸出等優點而廣泛應用于小功率電源領域。    傳統的反激式開關電源一般由PWM控制芯片(如UC3842)和功率開關管(頻率較高時一般使用MOSFET)組成，PWM芯片控制環路設計復雜，容易造成系統工作不穩定，功率開關管有時需要外加驅動

2、電路。高效率與小型化在一定程度上是互相限制的，因為實現高效率會要求電路有相當的復雜度，大量的器件對小型化十分不利。在開關電源設計初期，采用的都是分立元件，集成度很低，大部分電路只能在PCB版上實現，極大的限制了小型化實現的可能。而且大量器件暴露在外，也影響了系統的穩定性。采用近年來，為了實現更高的效率和更小的體積，開關電源的工作頻率有了很大的提高。高工作頻率能夠減小外圍電感和電容的大小，從而減少系統的體積。另外，反激變壓器的設計也是一個難點，其往往導致電源設計周期延長。隨著PI公司生產的以TOPSwitch為代表的新一代單片開關電源的問世，以上諸多問題都得到了很好的解決。應用TOPSwitch

3、-HX設計開關電源，不僅器件更少，結構更簡單，發熱量更少，工作更可靠，采用該系列芯片已成為一種高效的反激式開關電源設計方案。關鍵詞：TOPSwitch-HX 反激式變換器 高頻變壓器 開關電源.目 錄第一章 緒論 （1）一、反擊式開關電源的背景（1）二、反擊式開關電源現狀與發展趨勢（2）三、本課題選題意義及所做工作（2）第二章 反擊式開關電源簡介 （3）一、開關電源的分類（3）二、反擊式開關電源的原理 （4）第三章 高效反激式開關電源系統設計 （5）一、提高效率的方法（5）二、高效反激式開關電源的系統設計原理圖（6）三、各個子電路的分析設計（7）第四章 反激式開關電源元件選擇及其參數 （8）一

4、、Topswitch-HX 系列元件簡介 （8）二、提高開關電源效率元件選取方法 （10）三、主要參數的計算 （11）第五章 設計總結與展望 （13）參考文獻 （14）致謝 （15）附錄 （16）第一章 緒論一、 反激式開關電源的背景開關電源的前身是線性穩壓電源。線性穩壓電源的結構簡單。其中的關鍵元件是穩壓調整管，電源工作時檢測輸出電壓，通過反饋電路對穩壓調整管的基極電流進行負反饋控制。這樣，當輸入電壓發生變化，或負載變化引起電源的輸出電壓變化時，就可以通過改變穩壓調整管的管壓降來使輸出電壓穩定。為了使穩壓調整管可以發揮足夠的調節作用，穩壓調整管必須工作在線性放大狀態，且保持一定的管壓降。因此

5、，這種電源被稱為線性穩壓電源。早期的開關電源的頻率僅為幾千赫，隨著電力電子器件及磁性材料性能的不斷改進，開關頻率才得以提高。20世紀60年代末，垂直導電的高耐壓、大電流的雙極型電力晶體管(亦稱巨型晶體管、BJT、GTR)的出現，使得采用高工作頻率的開關電源得以問世。但當開關頻率達到10KHZ左右時，變壓器、電感等磁性元件發出很刺耳的噪聲，給工作和生產造成了很大噪聲污染。為了減小噪聲，并進一步減小電源體積，在20世紀70年代，新型電力電子器件的發展給開關電源的發展提供了物質條件。開關頻率終于突破了人耳聽覺極限的20KHZ。隨著電力電子技術的發展，工作在高頻的開關電源己經廣泛應用于電氣和電子設備的

6、各個領域。開關電源設計的目的是通過能量處理將輸入能量變化為所需要的能量輸出，通常的形式是產生一個符合要求的輸出電壓，這個輸出電壓的值不能受輸入電壓或者負載電流的影響。二、 反激式開關電源的現狀及其發展趨勢開關電源的設計要求有非常高的效率，高效率有著極為重要的意義。首先，高效率減少了能量在傳遞過程中的損失，最理想的情況就是輸入端的能量完全傳遞到了輸出端，在開關電源內部不損失任何的能量，開關電源只是起到了能量形式轉化的作用。然而，實際設計時這一點是不能實現的。如果電源內部有較大的損失，這部分能量將轉化為熱能損耗在器件上，這就要求開關電源有散熱的設計，否則長時間的高溫工作將減少使用壽命，大大增加不穩

7、定性。而增大散熱部件會對開關電源小型化起到巨大的阻礙作用。這一點在手持設備或者小型開關電源的應用中更為明顯。其次，當今能源日趨緊張，全世界開始意識到節約能源的重要性，對于電子設備的功耗提出了硬性的指標規定。例如中國在2006年3月實施的節能評價值指標為待機能耗3W，能量效率指數為1.1。2009年3月1日將實施的節能評價值為待機能耗1W，能效指數為0.75。提高開關電源的效率不再是節省使用者電費開支的額外功能，開始成為各個產品必須滿足的一項技術指標。其次開關電源設計要求能夠小型化。開關電源的應用領域中小型化，集成化的需求越來越高。比如筆記本電腦的電源系統，不僅需要完成充電控制，還需完成對微處理

8、器供電的降壓處理，對硬盤供電的降壓處理，以及對屏幕供電的直流轉交流變換等。所有的功能都希望在盡可能小的體積中完成。因此，小型化是開關電源的另一個發展方向。而且由于集成電路器件本身的發展，已經有能力提供工作復雜的高頻控制集成電路芯片。然而， 隨著工作頻率的不斷上升，由于高頻造成的開關損耗逐漸成為了一個嚴重的問題。尤其是如果工作頻率不變，開關損耗不變，隨著負載的不斷減輕，系統的效率會隨之下降。因此，為了保持電源的效率，新一代的開關電源芯片在工作頻率上不能再一味追求高的工作頻率，而需要仔細分析和處理開關損耗問題。在輕載時，通過降低工作頻率以減少開關損耗，希望能保持高效率。這種仔細區分負載情況，在不同

9、負載下采用不同模式進行控制的多模式技術是提高效率的一個趨勢。減少開關損耗的另一個方法就是從開關損耗的本身出發，對引起開關損耗的起因進行改進。開關損耗的原因是開關器件的實際曲線不是瞬間導通或關閉的理想圖像，在變化過程中存在著電壓與電流都不為零的交疊區。對此，開關電源設計領域出現了軟開關技術，即零電壓開關和零電流開關。零電壓開關使開關在電壓為零時開關導通，零電流開關使開關在電流為零的時候開關關閉。通常軟開關的實現采用準諧振或者諧振等方法。三、本課題選題的意義及所作工作電子技術的迅猛發展一方面帶動了電源技術的發展，一方面也對電源產品提出了越來越高的要求。體積小、重量輕、高效能、高可靠性的“綠色電源”

10、已成為下一代電源產品的發展趨勢。功率密度的急劇增大導致電源內部電磁環境越來越復雜，因之產生的電磁干擾對電源本身及周圍電子設備的正常工作都造成威脅。同時隨著國際電磁兼容法規的日益嚴格，產品的EMC性能指標直接關系到其推向市場的時間。高效反激式開關電源以其電路抗干擾、高效、穩定性好、成本低廉等許多優點，特別適合小功率的電源以及各種電源適配器，具有較高的實用性。本設計就是設計一款低功耗的反激式開關電源控制IC。該芯片應具有以下特點：突出的性價比，較少的外圍元件；能耗低，具有綠色模式功能，使系統在空載或輕載時工作在較低的頻率下，能夠有效減少能耗；具備各種完善的保護電路，在各種突發情況下仍能保證系統安全

11、；優秀的抗電磁干擾(Electromagnetic Interference，EMI)特性；體積小，重量輕，適用于多種便攜設備及電源適配器。高效反激式開關電源的結構主要由220V交流電壓整流及濾波電路、DC/DC變換器、反饋控制電路三大部分組成。（1）設計一個整流濾波器和DC/DC變換器之間加入了功率因數校正電路。220V交流電經整流供給功率因數校正電路，提高電源的輸入功率因數，同時降低了諧波電流，從而減小諧波污染。（2）設計反饋控制電路、保護電路、軟啟動控制電路、浪涌吸收電路；(3)分析外圍元器件參數對電路性能指標的影響。要解決開關電源的電磁兼容性問題，可從三個方面入手：第一，減小騷擾源產生

12、的騷擾信號；第二，切斷騷擾信號的傳播途徑；第三，增強受騷擾體的抗騷擾能力。在解決開關電源內部的兼容性時，可以綜合利用上述三個方法，以成本效益比及實施的難易性為前提。(4)性能指標的分析：對電源的轉換率，功耗，兼容性等各個性能指標進行分析。第二章 反激式開關電源簡介一、開關電源的分類1、開關電源的結構有多種：（1）按驅動方式分，有自勵式和他勵式；（2）按電路控制方式分，有脈寬調制式(PWM)式、脈沖頻率調制(PFM)均式和PWM與PFM混合式；（3）按電路組成分，有諧振型和非諧振型；（4）按電源是否隔離和反饋控制信號耦合方式分，有隔離式、非隔離式和變壓器耦合式、光藕耦合式等；（5）按變換器的工作

13、方式分，有單端正激式和反激式、推挽式、半橋式、全橋式、降壓式、升壓式和升降壓式等。反激式：電路拓撲簡單，元件數少，因此成本較低。但該電路變換器的磁芯單向磁化，利用率低，而且開關器件承受的電流峰值很大，廣泛用于數瓦一數十瓦的小功率開關電源中。由于不需要輸出濾波電感，易實現多路輸出。正激式：拓撲結構形式和反激式變換器相似，雖然磁芯也是單向磁化，卻存在著嚴格意義上的區別，變壓器僅起電氣隔離作用，而且電路變壓器的工作點僅處于磁化曲線的第1象限，沒有得到充分的利用，因此同樣的功率，其變換器體積、重量和損耗大于半橋式、全橋式、推挽式變換電路。廣泛用于功率為數百瓦一數千瓦的開關電源中。半橋式：電路結構較為復

14、雜，但磁芯利用率高，沒有偏磁的問題，且功率開關管的耐壓要求低，不超過線路的最高峰值電壓。克服了推挽式的缺點。適合數百瓦一數千瓦的開關電源中，高輸入電壓的場合。全橋式：電路結構復雜，但在所有隔離型開關電源中，采用相同電壓和電流容量的開關器件時，全橋型電路可以達到最大的功率，目前，全橋型電路多被用于數百瓦數千瓦的各種工業用開關電源中。推挽式：電路形式實際上是兩只對稱正激式變換器的組合，只是工作時相位相反。變壓器的磁芯雙向磁化，因此相同鐵芯尺寸的輸出功率是正激式的近一倍，但如果加在兩個原邊繞組上的VS積稍有偏差就會導致鐵芯偏磁現象的生生，應用時需要特別注意。適合中功率輸出。三、 反激式開關電源原理反

15、激式開關電源的典型電路如圖2-1所示。所謂的反激，是指當開關管VT1導通時，高頻變壓器初級繞組的感應電壓為上正下負，整流二極管VD1處于截止狀態，在初級繞組中儲存能量。當開關管VT1截止時，變壓器初級繞組中存儲的能量，通過次級繞組及VD1整流和電容C濾波后向負載輸出。反激式開關電源以主開關管的周期性導通和關斷為主要特征。開關管導通時，變壓器一次側線圈內不斷儲存能量；而開關管關斷時，變壓器將一次側線圈內儲存的電感能量通過整流二極管給負載供電，直到下一個脈沖到來，開始新的周期。開關電源中的脈沖變壓器起著非常重要的作用：一是通過它實現電場-磁場-電場能量的轉換，為負載提供穩定的直流電壓；二是可以實現

16、變壓器功能，通過脈沖變壓器的初級繞組和多個次級繞組可以輸出多路不同的直流電壓值，為不同的電路單元提供直流電量；三是可以實現傳統電源變壓器的電隔離作用，將熱地與冷地隔離，避免觸電事故，保證用戶端的安全。圖2-11、反激式拓撲開關電源有兩種工作方式：(1) 完全能量轉換，也叫做非連續導通模式。該模式的特點是，變壓器在儲能周期中儲存的所有能量在反激周期都轉移到輸出端。(2) 不完全能量轉換，也叫做連續導通模式。存儲在變壓器中的一部份能量保留到下一個儲存周期開始。2、結合圖2-1以非連續導通模式為例分析反激式開關電源的工作原理。該模式反激式拓撲開關電源的一個工作周期中有勵磁、去磁、非連續導通三個階段。

17、(1) 勵磁階段：當開關VT1導通時，變壓器初級勵磁電感中的電流從零開始上升。由于次級邊的二極管具有單向導通性，此時二極管反偏，在次級不導通電流，輸出濾波電容C向負載供電。由于此階段的作用是向初級勵磁電感補充能量，以為在下一個階段向次級繞組轉移能量做準備，因此這個階段被稱為勵磁階段。(2) 去磁階段：當勵磁階段結束后，VT1停止導通。由于電感電流不能突變，勵磁電感電流開始在初級電感上續流，能量通過變壓器轉移到輸出端，在次級邊上，二極管正向導通，輸出端得到能量。此時，勵磁電感上的電壓反向，勵磁電流開始下降，因此該階段被稱為去磁階段。(3) 非連續導通階段：當勵磁電感的電流下降到零時，變壓器初級邊

18、的能量己經完全轉移到次級邊，次級邊上二極管不再導通。此時反激式拓撲中的初級和次級繞組都不導通電流，等待著下一個周期的到來。在連續導通模式下，不存在這個階段。本課題設計的高效反激式開關電源控制器始終控制電源工作在非連續導通的情況下，所需的輸出電壓對應的占空比和工作頻率可以通過公式計算得到。但是由于器件的寄生參數以及環境變化，在開關電源中一般采用閉環控制取代開環控制。而閉環控制中的電流控制模式在脈沖調制開關電源中可以大大減少回路上所遇到的各種問題，尤其對于完全能量轉換的情況，因此本文的設計將采用電流模式進行閉環控制。第三章 高效反激式開關電源的系統設計一、提高效率的理論方法：1、選用合適的芯片，降

19、低空載功耗。2、調整RCD吸收回路，改RCD吸收回路的R為TVS管。 3、根據輸出二極管兩端的峰峰電壓選用低耐壓的整流管，最好選用品牌肖特基。4、調整輸出二極管的LC吸收回路。5、合理選用輸入端的熱敏電阻，保證在正常工作時，阻值最小。6、合理選用變壓器，按照使銅損與鐵損減到最小，增大變壓器磁芯規格，增加線徑，選擇低功耗磁芯，調整初級電感量，合理地繞線，使漏感變小的選區標準可以提高效率。7、大電流的走線加寬，可在上面露銅加錫。8、低壓大電流時，選擇同步整流.。9、加大DC輸出線線徑。 10、取消或減小輸出負載電阻。二、高效反激式開關電源設計的系統原理圖圖3-1該電源簡要工作原理如下：交流電Ui經

20、輸入整流濾波電路后輸入到高頻變壓器一次側，電壓經反激后，二次側上的高頻電壓經過輸出整流濾波電路整流濾波后，獲得輸出電壓Uo。鉗位電路是用來吸收高頻變壓器的漏感產生的尖峰電壓，從而保護了TOPSwitch-HX中功率管不被尖峰電壓燒毀。穩壓管和光耦合器組成反饋電路。輸出電壓Uo的穩壓原理如下：當由于某種原因致使Uo上升，則光耦中發光二極管的電流升高，經過光耦后，使光耦中的接收管電流也升高，使得TOPSwitch-HX控制端電流升高，經TOPSwitch-HX內部控制后，使控制脈寬占空比降低，導致Uo下降，從而實現穩壓目的；反之，當Uo下降時也一樣穩定。電流型控制技術是針對電壓型的缺點發展起來的一

21、種新穎的控制思想，它以獨特的優越性替代電壓型控制被廣泛應用于正激、反激及推挽式等DC/DC功率變換器的控制電路中。電流型控制方法可分為三種形式，即峰值電流控制、電流滯環控制以及平均電流控制。由于電流滯環控制方法存在負載的大小對開關頻率影響甚大的問題，而平均電流型控制電路實現較復雜，所以本設計是采用峰值電流控制方法。三、各個子電路的分析設計1、輸入整流濾波電路設計輸入整流濾波電路包括輸入交流濾波、整流、電容濾波三部分。交流濾波主要是濾除交流輸入端的共模干擾和差模干擾，其中X1為安規電容，是為了去除差模干擾；L1為共模電感，采取雙線并繞，是為了去除共模干擾。整流電路一般選用滿足電流閾值的整流橋。輸

22、入濾波電容C的容量與電源效率、輸出功率密切相關。一般對于寬范圍輸入的開關電源，C的容量可按比例系數來選取；固定輸入時，比例系數變成。此外，輸入濾波電容的容量大小還決定著直流高壓的數值。2、 鉗位保護電路設計每個開關周期內，TOPSwitch-HX的關斷將導致變壓器漏感產生尖峰電壓。鉗位保護電路由VR1和D5構成。其中，VR1為瞬態電壓抑制器，它是一種新型的過電壓保護器件，在承受瞬態高能量電壓時，能迅速反向擊穿，由高阻態變成低阻態，并把干擾脈沖鉗位于規定值，從而保證電子元器件不受損壞。D5稱為阻塞二極管，一般選用快恢復二極管。VR1和D5的選擇由反射電壓VOR決定，VOR推薦值為135V。VR1

23、的鉗位電壓V 由經驗公式V=1.5VOR得出；D5的耐壓值應大于整流后的最大電壓值。3、 高頻變壓器設計在反激式開關電源中，高頻變壓器既是儲能元件又是傳遞能量的主體，它具有能量存儲、原副邊隔離和電壓轉換三種作用。設計的主要參數包括初級電感量LP，變壓器變比N，初、次級繞組匝數NP、NS和反饋繞組匝數NF 以及各繞組導線線徑等。PI公司設計開發的開關電源設計軟件是一種交互式軟件，可以針對相關的硬件芯片、按照使用者提出的電源規范產生具體能量轉換方案。其中包括三個設計軟件分別是：PI Expert、PI Transformers Designer、PIXLs Designer。根據輸入的電壓、輸出功

24、率及芯片型號，PI Expert軟件可完成電路設計的基本結構。但是，在利用這類芯片設計高頻變壓器之前，必須對變壓器的設計過程及有關的一些名詞要有所了解，這樣才能設計出高效率高性能的變壓器。4、 輸出整流濾波電路設計輸出整流濾波電路由整流二極管和濾波電容、電感構成，輸出整流二極管的開關損耗占系統損耗的六分之一到五分之一，是影響開關電源效率的主要因素。肖特基二極管是近年來問世的低功耗、大電流、超高速半導體器件，由于其反向恢復時間極短（可以小到幾納秒），正向導通壓降僅0.4V左右，而整流電流可達到幾千安培。這些優良特性是快恢復二極管所無法比擬的。因此適合作為開關電源中的低壓整流管，且具有提高效率的功

25、能。5、 反饋電路設計開關電源的反饋回路有4種基本形式：基本反饋電路；改進型反饋電路；帶穩壓管的光耦反饋電路和帶TL431的光耦反饋電路。反饋回路的形式依據輸出電壓精度而決定，本方案使用的“光耦TL431”。電壓反饋信號經分壓網絡引入TL431的參考端，轉化為電流反饋信號，然后經過光耦隔離后輸入TOPSwitch-HX的控制端。TL431稱為可調式精密并聯穩壓器，利用兩只外部電阻可設定2.5V36V范圍內的任何基準電壓值。其工作原理是當輸出電壓Uo發生波動時，經電阻分壓后得到的取樣電壓就與TL431中的2.5V帶隙基準電壓進行比較，在陰極上形成誤差電壓，使發光二極管的工作電流產生相應變化，再通

26、過光耦去改變控制端電流Ic的大小，調節TOPSwitch-HX的輸出占空比，使Uo不變，從而達到穩壓目的。根據TL431的工作原理，兩個分壓電阻的選取要求比較嚴格，因此可把上面的一個分壓電阻設計成一個固定阻值電阻和一的精度。6、保護電路的設計為使單片開關電源能夠長期穩定、安全可靠的工作，必須精心設計保護電路，避免因電路出現故障、使用不當或環境條件發生變化而損壞開關電源。反激式開關電源的保護電路可分成兩大類。一是芯片內部的保護電路，例如TOPSwitch-HX系列中的過流保護電路、過熱保護電路、關斷/自動重啟動電路、前沿閉鎖電路；二是外部保護電路，主要包括過流保護裝置(保險管、自恢復保險絲、熔斷

27、電阻器)、啟動限流保護電路、漏極鉗位保護電路、輸出過壓保護電路、輸入欠壓保護電路、軟啟動電路等。第四章 高效反激式開關電源的器件選擇原理及其參數計算一TOPSwitch-HX系列器件簡介TOPSwitch 系列芯片集PWM信號控制電路和功率開關器件MOSFET于一體。該系列開關電源集成電路有高集成度、高性能價格比、最簡外圍電路、最佳性能指標等特點，能構成高效率無工頻變壓器的隔離式開關電源。鑒于電流控制型有電壓控制型無與倫比的優點。1、TOPSwitch-HX 內部功能TOPSwitch-HX除了像三端TOPSwitch一樣，具有高壓啟動、逐周期電流限制、環路補償電路、自動重啟動、熱關斷等特性外

28、，還綜合了多項能降低系統成本、提高電源性能和設計靈活性的附加功能。此外，TOPSwitch-HX采用了專利高壓CMOS技術，能以高性價比將高壓功率MOSFET和所有低壓控制電路集成到一片集成電路中。TOPSwitch-HX使用了頻率、電壓監測和外部流限（僅限Y和E封裝）三個引腳、電壓監測和外部流限（僅限M封裝）兩個引腳或一個多功能引腳（P和G封裝），以實現一些新的功能。將如上引腳與源極引腳連接時， TOPSwitch-HX以類似TOPSwitch的三端模式工作。然而， 在此種模式下，TOPSwitch-HX仍能實現如下多項功能而無需其他外圍元件：（1）完全集成的17 m軟啟動，通過從低到高掃描

29、限流點和頻率以限制啟動時的峰值電流和電壓，可以顯著降低或消除大多數應用中的輸出過沖。（2）最大占空比(DCmax)可達78%，允許使用更小的輸入存儲電容，所需輸入電壓更低或具備更大輸出功率能力。（3）采用多模式工作，可以優化和提高整個負載范圍內的電源效率，同時保持多路輸出電源中良好的交叉穩壓精度。（4）采用132 kHz的開關頻率，可減少變壓器尺寸，并對EMI沒有顯著影響。（5）頻率調制降低了高負載條件下全頻模式下的EMI。（6）遲滯過熱關斷功能確保器件在發生熱故障時自動恢復。滯后時間較長可防止電路板過熱。TOPSwitch-HX的內部框圖4-1所示：圖4-12、 TOPY256MN參數由參考

30、文獻可知，在寬電壓范圍內，由芯片TOP256MN構成的反激式電源的輸出功率可達45W，符合設計要求。芯片TOP256MN 的主要參數為：工作頻率f = 100 kHz ；最大占空比Dmax = 67 %；最大允許電流Ilimit = 1.5 A ；內部MOSFET開關管的最大阻斷電壓Vbdss = 700 V。3、引腳功能描述（1）漏極(D)引腳：高壓功率MOSFET漏極引腳，通過內部的開關高壓電流源提供啟動偏置電流。漏極電流的內部流限檢測點。 (2)控制(C)引腳：誤差放大器及反饋電流的輸入腳，用于占空比控制.與內部并聯調整器相連接，提供正常工作時的內部偏置電流。也用作電源旁路和自動重啟/補

31、償電容的連接點。 (3)外部流限(X)引腳：外部流限調節和遠程開/關控制的輸入引腳。連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能。 (4)電壓監測(V)引腳：是過壓(OV)，欠壓(UV)，降低DCMAX的線電壓前饋，輸出過壓保護(OVP)，遠程開/關和器件復位的輸入引腳。連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能。（5）源極(S)引腳：這個引腳是輸出功率MOSFET的源極連接點，它也是初級控制電路的公共點及參考點。二提高反激式開關電源效率元件選擇的方法1、輸入整流橋(BR)的選擇選擇具有較大容量的整流橋并使之工作在較小的電流下，可減小整流橋的壓降和功率損耗，提高電源效率。由二極管構成的整流橋(BR)的標稱電

32、源電流IN應大于在輸入電壓為最小值(Umin)時的初級有效電流，功率因數應取0.60.8之間，其具體數值取決于輸入電壓和輸入阻抗。2、鉗位二級管(VR1)的選擇鉗位電路主要用來限制高頻變壓器漏感所產生的尖峰電壓并減小漏極產生的振鈴電壓。在圖1所示的單片開關電源模塊電路中，輸入鉗位保護電路由VR1和D5構成。為降低其損耗，D5可選用FR106型瞬變電壓抑制二極管；VR1則選用P6KE200A型快恢復二極管。3、輸入濾波電容(C1)輸入濾波電容C1用于濾除輸入端引入的高頻干擾，C1的選擇主要是正確估算其電容量。通常輸入電壓Ui增加時，每瓦輸出功率所對應的電容量可減小。4、交流輸入端電磁干擾濾波器(

33、EMI)圖3-1中的和C用于構成交流輸入端的電磁干擾濾波器(EMI)。C能濾除輸入端脈動電壓所產生的串模干擾，L則可抑制初級線圈中的共模干擾。5、限流保護電路為限制通電瞬間的尖峰電流，可在輸入端接入具有負溫度系數的熱敏電阻(NTC)。選擇該電阻時應使之工作在熱狀態(即低阻態)，以減小電源電路中的熱損耗。6、輸出整流管(VD)正確選擇輸出整流管VD可以降低電路損耗，提高電源效率。其方法一是選用肖特基整流管，原因是其正向傳輸損耗低，且不存在快恢復整流管的反向恢復損耗；二是將開關電源設計成連續工作模式，以減小次級的有效值電流和峰值電流。輸出整流管的標稱電流應為輸出直流電流額定值的3倍以上。7、輸出濾

34、波電容(C8)電源工作時，輸出濾波電容(C8)上的脈動電流通常很大。一般在固定負載情況下，通過C8的交流標稱值IC2曉必須滿足下列條件：I*C8=(1.52) I*RL式中，IR1是輸出濾波電容C8上的脈動電流。設輸出端負載為純電阻性RL，那么，RL*C8愈大，則C8放電愈慢，輸出波形愈平坦。也就是說，在RL一定的情況下，C5愈大，輸出直流電壓愈平滑。三、主要參數計算本設計要求：輸入工頻交流電壓85265 V；輸出一路隔離的5V直流電壓；輸出功率20W。其具體電路圖如圖3-1 所示。1、輸入濾波電容C1電容C1 用于保持整流后的直流電壓平穩，假設系統允許20%的脈動。二極管導通時間為4ms ，

35、則C1值可由下式決定：C1 =2 Pin ( Tline - t don)2 V ac min (1 - k2min)47F 式中：Tline為輸入交流電壓的周期；t don為每周期內整流二極管的導通時間；Vacmin為系統的最低輸入電壓；kmin為電容兩端的最小電壓與最大電壓之比。通常情況下，C1 取23 倍的Pin (單位為F)。今取C1為47F。2、反激式變壓器來分析一下一個工作周期，當開關管開通的時候，原邊相當于一個電感，電感兩端加上電壓，其電流值不會突變，而線性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L，這三項分別是原邊輸入電壓，開關開通時間，和原邊電感量。在開關管關斷的時候，原邊電

36、感放電，電感電流又會下降，同樣要尊守上面的公式定律，此時有下降了的=Vor*toff/L，這三項分別是原邊感應電壓，即放電電壓，開關管關斷時間，和電感量。在經過一個周期后，原邊電感電流的值會回到原來，不可能會變，所以，有VS*Ton/L=Vor*Toff/L，上升了的，等于下降了的。上式中可以用來代替Ton，用來代替off，移項可得，D=Vor/（Vor+VS）。此即是最大占空比了。根據經驗, 當MOSFET 開關管關斷時，加在MOSFET開關管漏源極的最大尖峰電壓Vdsmax為V inmax + 1. 4×1.5 Vor + Vd1 ( Vd1為二極管D1的瞬間正向導通電壓，設為2

37、0V)。由于TOP256MN的最大關斷電壓為700V，故Vor應小于145V。由圖3-1可知，Vor愈大，Ip愈小，最大占空比Dmax愈大。考慮到TOP256MN的最大占空比與最大電流，取Vor =135 V。根據Vor可計算出變壓器的匝比：K = Vor/ Vo = 135 V/ 15 V = 9 式中：Vo為系統的輸出電壓.原邊電感Lp的變化曲線，由圖3-1可知，隨著Lp 的增大，系統工作于連續模式的電壓范圍有所加寬(這是所希望的，因為連續模式下系統的效率更高)；流過TOP256MN的最大電流有所減小，系統的最大占空比保持不變(僅當系統完全工作于斷續模式時才發生變化)。然而，電感量愈大，電

38、感體積愈大，磁芯愈容易飽和。考慮到流過MOSFET開關管的最大電流裕量，取Lp = 600uH。3、VR1 和D5根據經驗，穩壓管VR1的反向擊穿電壓應取為1.5倍的Vor，今選用P6KE200。二極管D5應選用快恢復二極管，如FR106。4、輸出整流電路D7，C6，C7，C8D7應選用快恢復二極管，其最大允許直流電流應不小于1.5 Po/Vo = 4 A。由于流過該二極管的電流較大，故應注意其散熱。電容C6/C7 應選等效串連電阻( ESR) 較小的電解電容，其電容值與輸出要求有關，今選3300uF的電解電容.5 、U2電阻R7上的電壓降，光耦U2光電二極管的導通壓降和穩壓管U3的反向擊穿電

39、，壓決定了輸出電壓的大小，忽略R7的壓降，設光電二極管的導通壓降為0. 7 V，則穩壓管U3的反向擊穿電壓應為15 V 0. 7 V = 14. 3 V。今選擊穿電壓為15 V的穩壓管（TL431) 。7 、光耦其他參數TL431的Vref的偏置以及R7，R8的取值計算。R7，R8在靜態偏置方面，主要是提供對輸出電壓的采樣。為了保證TL431的能正常工作，Iref的最小值，根據資料上分析的經驗最好能不小于200uA。為了方便后面的小信號的計算，這里R8選取2 k±1% 的電阻。因為一般TL431的Vref是2.495V，并且為了保證電壓在大電流的時候，不因為PCB的銅箔阻抗下降到離5

40、V太遠，所以R8會比R7稍微大些。這里的R7選擇91±1%和2k±1%的兩個電阻串聯。如若輸出電壓脈動過大，可考慮加上由L4和C8組成的濾波電路。D7的選取只需考慮反向耐壓即可。C10按廠家推薦取47F的瓷片電容。反饋電壓Vo的接法基本上有2種。從最終輸出段子接；在輸出的LC濾波前接。采用接法可以直接反應輸出電壓，但是卻在整個系統中引入了一個LC的二階系統，不利于反饋調節，而且也會減緩對輸出負載變換的動態響應。采用接法B，避開了這個LC的二階系統，簡化了整個系統。而通過L之后，電壓降一般都很小，所以通常采用的方法是把Vo接在輸出的LC濾波器前面。第五章 總結與展望在信息和數字時代，所有電子設備都需要有一個穩定可靠的電源來提供能量。因此開關電源的發展對于國家的發展與建設有及其重要的作用。經過幾十年的發展，開關電源方面的技術已經有了長足的發展。為了小型化，高效率可靠的開關電源，全世界的工程師做出了不懈