1、本文首先介紹了開關磁阻電機（SRM）在國內外的發展狀況，接著介紹了開關磁阻電機調速系統（SRD）的特點、應用領域和目前研究的熱點；并對開關磁阻電機的運行原理和電磁特性及其數學模型進行闡述，建立了開關磁阻電機的線性電感模型，在此基礎上分析了開關磁阻電機的電磁轉矩，進而得到開關磁阻電機的調速控制方法。其次，詳細介紹了開關磁阻電機調速系統的各個組成部分，并介紹了目前常用的控制方法，分析了各種控制方法的優缺點，在此基礎上，本文結合4kW/513V、三相12/8極開關磁阻電機進行了系統的軟硬件設計。硬件設計包括對開關磁阻電機調速系統的功率變化器主電路的設計及參數選擇，設計中采用功率MOSFET為主開關器

2、件，以驅動芯片TLP250為核心設計驅動電路；以單片機AT89C51和電機智能控制模塊為核心設計控制電路；此外還設計了位置檢測電路、電流檢測電路、邏輯綜合電路和數碼顯示電路等。其中電機智能控制模塊實現速度、電流雙PI調節、PWM生成、電流保護、斬波比較等功能；單片機負責判斷轉子的位置信息，并綜合各種保護信號和給定信息，以及轉速情況，給出相通信號及電流斬波閾值。在控制軟件設計中采用模塊化編程，增強了程序的通用性和可讀性。關鍵詞：開關磁阻電機； 控制； AT89C51； 功率MOSFETABSTRACTABSTRACT: Firstly, the thesis not only presents

3、the developing status ofthe SRD system both in domestic and abroad，but also introduces the configuration application area and research hotspot of SRD system，and then expatiate the electromagnetism principle and mathematic model of SRM, establishes liner inductance model ofSRM, then analysis electrom

4、agnetism torque of SRD system based on linear inductancemodel，get thecontrol method of SRDsystem finally.Secondly, the thesis introducesall parts of SRDsystem in detail, and introduces the control method now used, give out the advantage and disadvantage of any method. And then the thesis designs the

5、 hardware and software of the SRD system based on4kW/513V,12/8 SRM. Hardware implementation including of choosing the structure and parameter of power converter with its power component-POWER MOSFET; As the core driver circuit to drive the chip TLP250; The control circuit with the core components-AT

6、89C51motor intelligent module is designed. Also the position sensor testing circuit, current sensor testing circuit, logic synthesis circuit and digital display circuit are designed. The function ofmotor intelligent circuits to-realize dual PI adjusterofspeedandcurrent, PWM generation, current prote

7、ction, chop-wave comparisonWhile the function of AT89C51 is to judge rotator location information, synthesize various protection signal andcommanded information, and speed condition, then give the phase on/off signal and chopped current limited value. The software of system is programmed. The Modula

8、r Structured programming makes the program readable andmodifiable.KEYWORDS: SRM; CONTROL; AT89C51; POWERMOSFET 目錄摘要IABSTRACTII第一章緒論11.1 開關磁阻電機的發展11.2開關磁阻電機調速系統的特點和應用領域11.3當前的主要研究熱點和發展方向31.4本課題主要工作4第二章 開關磁阻電機的基本理論分析52.1開關磁阻電動機調速系統的組成52.2開關磁阻電動機結構與運行原理52.3 開關磁阻電機的基本方程72.4 基于理想線性模型的SR電動機分析82.4.1 SR電機的相

9、電感模型82.4.2 SR電機的電磁轉矩92.5 考慮磁路飽和時SR電動機的分析102.6 SR電機的基本控制方式122.7 開關磁阻電機調速系統總體方案的確定13第三章 小功率開關磁阻電機驅動系統硬件設計15開關磁阻電機的參數15功率變換器的結構設計15主電路拓撲結構介紹15功率電路的設計19功率變換器的驅動電路設計213.2.4 功率緩沖（吸收）電路設計2233驅動系統設計243.3.1總體設計243.3.2控制核心AT89C51功能253.3.3 電機智能控制模塊MCSRD9800253.3.4 位置檢測部分設計283.3.5 電流檢測部分設計303.3.6角度細分電路313.3.7 D

10、/A轉換與斬波電路323.3.8 優先編碼電路33邏輯綜合電路34顯示電路343.3.11單片機最小系統35第四章 4KW開關磁阻電機驅動系統軟件設計37374.2運行子程序394.3相中斷程序414.4 INTO中斷子程序434.5 軟件抗干擾措施43致謝45參考文獻46第一章 緒論1.1 開關磁阻電機的發展20世紀60年代以前，在需要可逆、可調速與高性能的電氣傳動技術領域中，直流傳動系統一直占領統治地位。自60年代以后，隨著電力電子技術、微電子技術和現代控制理論的發展，交流電氣傳動技術發生了日新月異的變化，特別是異步電動機矢量控制和直接轉矩控制理論的產生及應用技術的推廣，使得異步電動機變頻

11、調速系統具備了寬調速范圍、高穩態精度，快速動態響應及四象限運行等良好的技術性能，其動、靜態特性完全可以和直流傳動系統相媲美，于是出現了交流傳動取代直流傳動的趨勢。但是，異步電動機變頻調速系統也尚有一些未盡如人意之處。 正是在電氣傳動技術得到迅猛發展的時代背景下，20世紀80年代國際上推出了一種新型交流電動機調速系統開關磁阻電動機調速系統。它融新的電動機結構開關磁阻電動機(Switched Reluctance Motor，簡稱SR電動機)與現代電力電子技術、控制技術為一體，兼有異步電動機變頻調速系統和直流電動機調速系統的優點，已成為當代電氣傳動的熱門課題之一。 開關磁阻電機調速系統的特點和應用

12、領域開關磁阻電機是一種新型調速電機，調速系統兼具直流、交流兩類調速系統的優點，是繼變頻調速系統、無刷直流電動機調速系統的最新一代無極調速系統。開關磁阻電機調速系統的特點：（1） 電動機結構簡單、成本低、適用于高速開關磁阻電機的結構比鼠籠式感應電動機還要簡單，其突出的優點是轉子上沒有繞組，因此不會有鼠籠式感應電動機制造過程中鼠籠鑄造不良和使用中的斷條等問題。開關磁阻電動機的轉子機械彈性很好，可以用于超高速運轉（如1000r/min）。在定子方面，它只有幾個集中繞組，因此制造簡單，絕緣容易。（2）各相工作獨立、系統可靠性高從電動機的電磁結構上看，各相繞組和磁路相互獨立，各自在一定軸角范圍內產生電磁

13、轉矩。而不像在一般電動機中必須在各相繞組和磁路共同作用下產生圓形旋轉磁場，電動機才能正常運轉。從控制器結構上看，各相電路各自給一相繞組供電，一般也是相互獨立工作。可見，當電動機一相繞組或控制器一相電路發生故障時，只須停止該相工作，電動機除總輸出功率能力有所下降外，并無其他影響，因此開關磁阻電動機調速系統可以構成可靠性很高的系統，可以適用于一些特殊的場合，比如航天領域。（3）功率電路簡單可靠開關磁阻電機轉矩方向只與各相通電順序有關，而和繞組電流的方向無關，即只需要單方向繞組電流，故功率電路可以做到每相一個功率開關。對比感應電動機繞組需流過雙向電流，向其他供電的PWM變頻器中功率電路每相需兩個功率

14、元件。因此開關磁阻電機調速系統較PWM變頻器功率電路中所需的功率元件少，電路結構點單，另外，感應電動機PWM變頻器功率電路中每橋臂兩個功率開關直接跨接在直流電源側，易發生直通短路燒毀功率元件。而開關磁阻電機調速系統中每個功率元件均直接與電動機繞組相串聯，根本上避免了直通短路現象，因此開關磁阻電動機調速系統中功率電路的保護電路可以簡化，即降低了成本，又具有較高的工作可靠性。（4）起動轉矩高，啟動電流小控制器從電源側吸收較少的起動電流，在電機側得到較大的起動轉矩是開關磁阻電動機調速系統的一大特點。典型的產品數據是：起動電流為15%額定電流時獲得起動轉矩為100%的額定轉矩；起動電流為額定值的30%

15、時，起動轉矩可達額定值150%。對比其他調速系統的起動特性，如直流電動機100%起動電流，獲得100%起動轉矩；鼠籠感應電動機為300%的起動電流，獲得100%的起動轉矩。起動電流小起動轉矩大的優點還可以延伸到低速運行段，因此該系統十分適合那些需要重載起動和較長時間低速重載運行的機械，如電動車輛。（5） 可控參數多，調速性能好控制開關磁阻電機的主要運行參數和常用方法有：開通角，電流PWM，電壓PWM等。可控參數多，意味著控制靈活方便，可以根據對電動機的運行要求和電動機的情況，采用不同的控制方法和參數值，既可以使之運行于最佳狀態（如最大出力、效率最高等），還可以使之實現各種不同的功能和特性曲線。

16、如使電動機具有完全相同的四象限運行能力，并具有高速起動轉矩和串激電動機的負載能力曲線。（6）適用于頻繁啟動、停車以及正反轉運行開關磁阻電動機調速系統具有的高起動轉矩，低起動電流的特點，使之在起動過程中電流沖擊小，電動機和控制器發熱與連續額定運行時相比還小。可控參數多使之能在制動運行同電動運行具有同樣優良的轉矩輸出能力和工作特性。二者綜合作用的結果必然使之適用于頻繁啟動、停車以及正反轉運行，次數可達1000次/小時。（2） 效率高，損耗小開關磁阻電動機調速系統是一種非常高效的系統。這是因為一方面電動機轉子上無繞組，沒有銅耗，另一方面電動機可控參數多，靈活方便，易于在寬轉速范圍和不同負載下實現高效

17、優化控制。其系統效率在很寬范圍內都在87%以上，這是其他一些調速系統不容易達到的。將該系統和PWM變頻器帶鼠籠感應電動機的系統進行比較。該系統在不同轉速和不同負載下效率均比變頻器系統高，一般要高5%左右。開關磁阻電動機調速系統作為一種新型的調速系統，兼有直流傳動和普通交流傳動的優點，以向各種傳統調速系統挑戰的勢頭正在逐步應用在家用電器、一般工業、伺服與調速系統、牽引電動機、高速電動機、航天器械以及汽車輔助設備等領域，顯示出強大的市場競爭力。開關磁阻電動機由于具有串勵直流電動機的特性，因此在發展的初期主要應用在電力機車的牽引上。隨著進一步的發展，開關磁阻電動機調速系統將逐漸占據電氣傳動市場。另外

18、，對于低壓、小功率的應用場合，開關磁阻電動機遠優于普通的異步電動機和直流電動機。例如使用開關磁阻電動機驅動風扇、泵類、壓縮機等，可以在寬廣的速度范圍內實現高效率的運行，且節能明顯，可以在短期內收回成本。經濟型小功率開關磁阻電動機調速系統有廣闊的市場，尤其是在家用電器方面的應用。 當前的主要研究熱點和發展方向開關磁阻電動機調速系統同樣也存在一些自身的不足和缺點，這主要表現在以下幾個方面：（1）系統采用的是磁阻式電動機，其能量轉換密度低于電磁式電動機。（2）開關磁阻電動機運行時轉矩脈動較大，通常轉矩脈動的典型值為±15%，由轉矩脈動導致的噪聲問題以及待定頻率下的諧振問題也較為突出。（3）

19、開關磁阻電動機相數越多，主接線數越多。（4）系統運行需要電動機位置信號的反饋，而位置傳感器的引入使電動機結構復雜，安裝調試困難。電動機和控制器之間的連線增加，而且位置傳感器的分辨率有限，使系統的運行性能下降。（5）籠型異步電動機可以直接接入電網穩定運行，可以沒有控制環節，而開關磁阻電動機必須配合控制器才能穩定工作。針對上述缺點，國內外對開關磁阻電動機調速系統做了進一步的研究，研究的方向有：進一步完善開關磁阻電動機的設計理論，建立一套效率高、適用于工程設計要求的優化設計法。（6） 加強對鐵心損耗理論的研究。（7） 加強對轉矩脈動及噪聲的理論研究，提高電機的功率因數。（8） 改善電機靜態及動態性能

20、仿真模型。（9） 完善開關磁阻電動機、功率變換器及控制器三者之間的協調設計。（10） 實用無位置傳感器方案的研究。（11） 開關磁阻電機轉矩波動最小化技術。14本課題主要工作基于優良的性能特點，研究開關磁阻電機調速系統具有十分重要的意義。本文在以前研究工作的基礎上，研究小功率開關磁阻電機的驅動系統，設計一個開關磁阻電機的驅動系統控制器。論文的主要工作包括以下幾個方面： 1介紹開關磁阻電機調速系統的發展、基本特點和應用領域及發展方向； 2從理論方面深入研究分析開關磁阻電機的結構和運行原理； 3研究開關磁阻電機調速系統的組成、控制方法和運行原理； 4功率變換器電路設計和驅動系統的硬件電路設計； 5

21、編寫控制系統的軟件設計流程，實現控制策略；第二章 開關磁阻電機的基本理論分析21開關磁阻電動機調速系統的組成開關磁阻電動機調速系統是一種新型機電一體化交流調速系統，主要由四部分組成：開關磁阻電動機、功率變換器、控制器和檢測器,如圖2-1所示。 圖2-1 開關磁阻電機調速系統(SRD)框圖第二章 SR電動機是SR系統中實現機電能量轉換的部件，其結構和工作原理都與傳統電機有較大的差別。2功率變換器是SRD系統能量傳輸的關鍵部分，是影響系統性能價格比的主要因素，起控制繞組開通與關斷的作用。由于SR電機繞組電流是單向的，使得功率變換器主電路不僅結構簡單，而且相繞組與主開關器件是串聯的，可以避免直通短路

22、危險。SR電機的功率變換器主電路的結構形式與供電電壓、電動機相數及主開關器件的種類有關。 3控制器是SRD系統的核心部分，其作用是綜合處理速度指令、速度反饋信號及電流傳感器、位置傳感器的反饋信息，控制功率變換器中主開關器件的通斷，實現對SR電動機運行狀態的控制。 4檢測單元由位置檢測和電流檢測環節組成，提供轉子的位置信息以決定各項繞組的開通與關斷，提供電流信息來完成電流斬波控制或采取相應的保護措施以防止過電流。22開關磁阻電動機結構與運行原理 SR電動機的運行遵循“磁阻最小原理”磁通總是沿磁阻最小的路徑閉合。當定子某相繞組通電時，所產生的磁場由于磁力線扭曲而產生切向磁拉力，試圖使相近的轉子極旋

23、轉到其軸線與該定子極軸線對齊的位置，即磁阻最小位置。圖2-2 SR電動機結構原理圖下面以三相128極開關磁阻電動機為例，來說明開關磁阻電動機的運行機理。 如圖2-2所示，圖中只畫出了A相繞組及供電線路，其他各相與之相同。其中S1、S2是功率電子開關，D1、D2是二極管，E是直流電源。當定子A相磁極軸線OA與轉子磁極軸線Oa不重合時，開關Sl、S2合上，A相繞組通電，電動機內建立起以OA為軸線的徑向磁場，磁通通過定子軛、定子極、氣隙、轉子極、轉子軛等處閉合。通過氣隙的磁力線是彎曲的，此時磁路的磁導小于定、轉子磁極軸線重合時的磁導，因此，轉子將受到氣隙中彎曲磁力線的切向磁拉力產生轉矩的作用，使轉子

24、逆時針方向轉動，轉子磁極的軸線Oa向定子A相磁極軸線OA趨近。當OA和Oa軸線重合時，轉子已達到平衡位置，即當A相定、轉子極對極時，切向磁拉力消失，轉子不再轉動。此時打開A相開關S1、S2，合上B相開關，即在A相斷電的同時B相通電，建立以B相定子磁極為軸線的磁場，電動機內磁場沿順時針方向轉過，轉子在磁場磁拉力的作用下繼續沿著逆時針方向轉過。依此類推，定子繞組A-B-C三相輪流通電一次，轉子逆時針轉動了一個轉子極距，對于三相1 28極開關磁阻電動機，定子磁極產生的磁場軸線則順時針移動了3×30=90空間角。可見，連續不斷地按A-B-C-A的順序分別給定子各相繞組通電，電動機內磁場軸線沿

25、A-B-C-A的方向不斷移動，轉子沿A-C-B-A的方向逆時針旋轉。如果按A-C-B-A的順序給定子各相繞組輪流通電，則磁場沿著A-C-B-A的方向轉動，轉子則沿著與之相反的A-B-C-A方向順時針旋轉。 綜上所述，我們可以得出以下結論：SR電動機的轉動方向總是逆著磁場軸線的移動方向，改變SR電動機定子繞組通電順序，即可改變電機的轉向；而改變通電相電流的方向，并不影響轉子轉動的方向。另外，當主開關器件S1、S2導通時，A相繞組從直流電源E吸收電能，而當主開關器件S1、S2關斷時，繞組電流經過續流二極管D1、D2繼續流通，并回饋給電源E，因此開關磁阻電動機傳動系統的共性特點是具有再生作用，系統效

26、率高。23 開關磁阻電機的基本方程SR 電機的工作原理和結構比較簡單，但由于電機的雙凸極結構和磁路的飽和、渦流與磁滯效應所產生的非線性，加上電機運行期間的開關性和可控性，使得電機的各個物理量隨轉子位置周期性變化，定子繞組的電流和磁通波形極不規則，難以簡單地用傳統電機的分析方法解析計算。不過，SR電機內部的電磁過程仍然建立在電磁感應定律、全電流定律等基本的電磁定律之上，由此可以寫出SR電機的基本方程式。但基本方程式的求解是一項比較困難的工作。對SR電機基本方程的求解有線性模型、準線性模型和非線性模型三種方法。線性模型法是在一系列簡化條件下導出的電機轉矩與電流的解析計算式，雖然精度較低，但可以通過

27、解析式了解電機工作的基本特性和各參數之間的相互關系，并可作為深入探討各種控制方法的依據，基于此，接下來簡單介紹一下開關磁阻電機的基本方程。（1）電壓方程根據電磁感應定律，施加在各定子繞組端的電壓等于電阻壓降和因磁鏈變化而產生的感應電勢作用之和，第k相繞組電壓方程：(2-1)式中：第k相繞組的端電壓第k相繞組的電阻第k相繞組的電流第k相繞組的磁鏈（2）磁鏈方程SR電機各相繞組的磁鏈是本相繞組的相電流與電感、其余各相繞組相電流與互感以及轉子位置角的函數，但對于SR電機的自感而言，各相繞組之間的互感相對比較小。根據線性化分析法，在計算過程中，忽略SR電機中各相繞組間互感。那么可得磁鏈方程為：（2-2

28、）由于SR電機磁路的非線性，所以每相電感是相電流和轉子位置角的函數，將(2-2)代入(2-1)中可得：（2-3）由公式(2-3)表明，電源的電壓可分為三部分壓降。在公式(2-3)的等式右端第一項表示第k相回路的電阻壓降：第二項表示由電流變化引起的磁鏈變化而感應的電動勢，也稱作為變壓器電動勢；第三項表示由轉子位置變化引起繞組中磁鏈變化而感應的電動勢，也稱作為運動電動勢。（3）機械運動方程SR電機在電磁轉矩和負載轉矩作用下，根據牛頓運動定律，則可以寫出轉子的機械運動方程為: （2-4） 式中：電磁轉矩。系統的轉動慣量。摩擦系數。負載轉矩。（4）轉矩方程SR電機內的電磁轉矩，可以通過磁共能和對轉子位

29、置角的關系表達，其具體方程為：（2-5） 式中 繞組的磁共能2.4 基于理想線性模型的SR電動機分析SR電機的相電感模型由前面所述可知，SR電動機內部的電磁關系非常復雜，所以很難準確計算出電機磁路的關系。本文為了弄清楚電機內部的電磁關系，對電機進行線性模式分析。假設不計電機磁路飽和的影響，繞組的電感與電流大小也無關，并忽略磁通的邊緣效應和所有的功率損耗，這樣得到的相電感即是理想的相電感，其理想化的相電感隨轉子位置角變化的規律如圖2-3所示。圖2-3定、轉子相應位置與相繞組電感曲線在圖2-3中，令定子凸極中心與轉子凹槽中心重合的位置為=0的位置。此時的相電感是最小值在范圍內轉子凸極與定子凸極不重

30、疊，相電感始終保持為最小值，這時磁阻是最大的。當轉子轉到位置后，轉子凸極的前沿開始與定子凸極的后沿對齊。此后，轉子和定子開始隨著轉子角的增加而部分重疊，相電感開始線性地增加，直到位置為止，這時轉子凸極的前沿與定子凸極的前沿對齊。因為轉子與定子凸極完全重合，所以這時相電感達到最大值，但磁阻最小，這種情況一直保持到的位置。是轉子凸極的后沿與定子凸極的后沿對齊的位置，轉過后，轉子和定子開始隨著轉子角的增加而部分錯開，相電感開始線性地下降，直到轉子凸極的后沿與定子凸極的前沿對齊，即到位置。隨后，轉子凹槽開始進入定子凸極區域，相電感重新減到最小值，磁阻最大。以此類推進行循環。其理想化的相電感與轉子位置角

31、的線性方程式為：（2-6） 式中，定子磁極弧。 SR電機的電磁轉矩在理想的線性模型中，如果假設SR電機的磁路不飽和，則有：（2-7） 從而得出電磁轉矩為：（2-8） 將電感與位置角的線性方程代入(28)，可得：（2-9）通過(2-9)式，我們可以得出如下結論：（1）由于轉子轉動時氣隙磁導變化的發生，從而產生了SR電機的電磁轉矩，電感對位置角的變化率越大，轉矩就越大。還可以得出，SR電機的轉子數越少，越可以增大電感對位置角的變化率，也就有利于增大電機的出力。（2）從式中可以看出，電磁轉矩的大小與電流的平方成正比。因此可以通過增大電流的大小直接增大SR電機的電磁轉矩。（3）在電感曲線的上升階段通電

32、時，旋轉電動勢為正，繞組的電流產生正向轉矩；在電感的最大階段通電，旋轉電動勢為零，如果繞組在這個區域有電流流過，只能回饋給電源，不產生轉矩；在電感曲線的下降階段通電，因旋轉電動勢為負，從而產生制動轉矩。因此，可以通過改變繞組的通電時間來改變轉矩的方向，而改變電流的方向不會改變轉矩的方向。（4）為了得到較大的電磁轉矩，一方面，在繞組電感隨轉子位置上升區域應盡可能地流過較大的電流，所以開通角一般要設計在之前；另一方面，為了能減少制動轉矩，即在繞組電感開始隨轉子位置減少之前應盡快使繞組電流衰減到零，所以關斷角一般要設計在之前，本文中關斷角取，即電感上升區域的中間位置。2.5 考慮磁路飽和時SR電動機

33、的分析基于非線性模型的SR電動機分析十分復雜，必須借助數值算法（包括電磁場有限元分析、數字仿真等方法）實現。為了避免繁瑣的計算，又近似考慮磁路的飽和效應，常借助準線性模型：將實際非線性磁化曲線作分段線性的近似處理，且忽略磁耦合的影響。分段線性化的方法有多種。圖2-4為SR電動機分析中常用的一種準線性模型的磁化曲線，即用兩段線性特性來近似一系列非線性磁化曲線。其中一段為磁化特性的非飽和段，其斜率為電感的不飽和值；另一段為飽和段，可視為與=0位置的磁化曲線平行，斜率為。圖中的是根據對齊位置下磁化曲線決定的，一般定在磁化曲線開始彎曲處。圖2-4 分段線性磁化曲線基于圖2-4的SR電動機準線性模型，寫

34、出繞組電感L（i，）的分段解析式為：（2-10）式中，定子磁極弧。利用磁化曲線算出磁共能，然后對轉子位置角求導數，即可算出電磁轉矩：（2-11）由于SRD系統的控制模式不同，相電流波形不同，統一的SR電機平均電磁轉矩解析式難以得到。在相電流為理想平頂波的情況下，SR電機平均電磁轉矩的解析式為：（2-12）上述基于準線性模型的計算方法多用于分析計算功率變換器和控制策略中。從式（2-11）可以看出：當SR電動機運行在電流值很小的情況下時，磁路不飽和，電磁轉矩與電流平方成正比；當運行在飽和情況下時，電磁轉矩與電流的一次方成正比。這個結論可以作為制定控制策略的依據。從式（2-12）可以看出：當開關磁阻

35、電機一旦確定，相數m和轉子齒極數就固定了，電磁轉矩由外施電壓、角速度、開通角和關斷角決定。基于此，本設計采用如下策略：在低速運行時，為了限制繞組電流不超過允許值，可以調節外施電壓、開通角和關斷角三個控制量。為了在基速以下獲得恒轉矩特性，則可以固定開通角和關斷角，通過斬波控制外施電壓。即低速時本設計采用電流斬波控制（CCC）。在基速以上、第二臨界轉速以下，可以保持外施電壓不變，通過調節開通角和關斷角獲得恒功率特性。也即采用角度位置控制(APC)。 SR電機的基本控制方式(一)、角度位置控制角度控制就是對決定SR電機性能的兩個主要控制參數開通角和關斷角進行最優控制。通過改變開通角和關斷角，可實現電

36、磁轉矩性質、大小和相電流波形的最優控制，從而最佳地調節SRM的效率、轉子轉速以及轉向。在假設轉速、母線電壓不變的情況下，固定并調節隨著的增加，開通電流時間增加；同理，當固定，調節，隨著的減小，開通電流時間增加。并且調節，相電流的改變更加顯著。(二)、電流斬波控制電流斬波控制就是保持開通角和關斷角不變，通過給定的允許電流上限幅值和下限幅值來控制有效電壓的導通時間。開通角位置功率電路開關器件導通，繞組電流從O開始上升，當電流超過指令值達到電流上限值時，開關器件關斷切斷繞組電流，繞組承受反壓，電流快速下降。經一段時間后，電流低于指令值達到電流下限值時，重新使開關器件導通，繞組在正向電壓作用下電流又開

37、始回升，不斷重復這一過程，則形成斬波電流波形，直至關斷角位置功率開關器件關斷，電流衰減至0，SRM進行換向，對換向后的繞組仍然采用電流斬波控制。(三)、電壓斬波控制電壓斬波控制是SRM在低速運行時，利用電壓PWM控制器對繞組采樣電流與指令電流進行跟蹤控制。開通角位置功率電路開關器件按最大占空比導通，繞組電流從0開始上升，當電流超過指令值時，通過PID調解器或其他控制算法減小開關器件導通的占空比，使繞組電流減小并接近指令電流；當繞組電流小于指令電流時，再增大開關器件導通的占空比，使繞組電流又開始增長并接近指令電流，以后不斷重復這一過程，形成電壓斬波控制，直至關斷角位置功率開關器件完全關斷，電流衰

38、減至0，SRM換向，對換向后的繞組仍采用電壓斬波控制。 開關磁阻電機調速系統總體方案的確定根據開關磁阻電機調速系統的組成可以得到SRD控制系統的原理圖，如下圖2-5所示.SRD系統采用轉速外環、電流內環的雙閉環控制。轉速調節器是根據轉速誤差(給定轉速與實際轉速之差)給出電流參考值，電流參考值與電流反饋值通過電流調節器輸出的信號和換相邏輯信號進行邏輯“與"后輸出的信號來控制功率變換器的開通與關斷，通過調壓開關對電機各相繞組供電電源平均值的控制來實現調速。換相邏輯是通過電機轉角和給定開通角、關斷角來決定的。圖2-5 SRD控制系統原理圖 綜上所述,本設計采用電流調節和控制方式相結合的調節

39、方法，在低速時采用電流斬波控制，此時電流閉環；高速時采用角度位置控制即單脈沖控制，此時電流開環。第三章 小功率開關磁阻電機驅動系統硬件設計本課題設計的4kW開關磁阻電機驅動系統的硬件設計主要分為兩大部分：即功率變換器電路的設計和驅動系統設計。功率變化器電路設計包括功率變換器主電路設計及功率元件定額選型、功率變換器主開關器件驅動電路設計及緩沖電路設計。驅動系統設計以ATMEL公司的單片機AT89C51和電機智能控制模塊MCSRD9800為控制核心，包括控制核心單片機AT89C51的資源分配和外圍電路設計、電機智能控制模塊MCSRD9800的使用、位置檢測環節的設計、電流檢測環節的設計、DA轉換電

40、路設計、驅動控制信號的邏輯綜合以及單片機最小電路設計。本章將按以上部分詳細介紹4kW開關磁阻電動機驅動系統的硬件設計。 3.1樣機的參數本設計使用的樣機是一臺三相128極開關磁阻電動機，電動機的主要參數如下：額定功率4kW，額定電壓513V，額定轉速1000rmin，額定工況下繞組的平均電流5A，有效值電流9A，峰值電流19A。整套系統的設計都是以這些參數為基礎的。功率變換器的結構設計主電路拓撲結構介紹SRD的功率變換器電路結構有多種，不同結構電路的主開關器件數量與定額、能量回饋方式及適用場合均不同。功率變換器常見的主電路形式如下：(1) 雙開關型主電路如圖3-1所示，雙開關型功率變換器每相有

41、兩只主開關和兩只續流二極管。當兩只主開關VT1和VT2同時導通時，電源Us向電機相繞組供電；當VT1和VT2同時關斷時，相電流沿圖中箭頭方向經續流二極管VD1和VD2續流，將電機的磁場儲能以電能形式迅速回饋電源，實現強迫換相。這種結構的主要優點：一是開關器件電壓容量要求比較低，特別適合于高壓和大容量場合；二是各相繞組電流可以獨立控制，且控制簡單。缺點是開關器件數量較多。圖3-1雙開關型主電路圖3-2雙繞組型主電路(2) 雙繞組型主電路圖3-2為雙繞組型主電路，每相均有主、副兩個繞組。主開關VT1導通時，電源對主繞組供電，形成圖示實線箭頭方向的電流；當VT1關斷時，靠磁耦合將主繞組的電流轉移到副

42、繞組，通過二極管VD1續流（續流電流方向為圖中虛線箭頭方向），向電源回饋電能，實現強迫換相。為了保證主、副繞組之間緊密耦合，通常主、副繞組是雙線并繞而成，同名端反接，其匝數比為1:1。雙繞組型功率變換器電路簡單，每相只有一個開關管，開關元件少，這是它最大的優點。但是主開關除了要承受電源電壓外，還要承受副繞組（續流時）的互感電動勢。如設主、副繞組的匝數比為1:1，并認為它們完全耦合，則主開關的額定工作電壓應為2Us。實際上，主、副繞組之間不可能完全耦合，致使在VT1關斷瞬間，因漏磁及漏感作用，其上會形成較高的尖峰電壓，故VT1需要有良好的吸收回路才能安全工作。另外，由于采用主、副兩個繞組，電機槽

43、及銅線利用率低，銅耗增加，體積增大。這種主電路可適用于任意相數的開關磁阻電機，尤其適宜于低壓直流電源（如蓄電池）供電的場合。(3) 電容分壓型主電路電容分壓型主電路也叫電容裂相型主電路或雙電源型主電路，是四相SRM廣泛采用的一種功率變換器電路，其電路結構如圖3-3所示。這種結構的功率變換器每相只需要一個功率開關器件和一個續流二極管，各相的主開關器件和續流二極管依次上下交替排布；電源Us被兩個大電容C1和C2分壓，得到中點電位U01/2Us（通常C1=C2），四相繞組的一端共同接至電源的中點。在這種電路中，SRM采用單相通電方式，當上橋臂的開關管VT1導通時，A相繞組從電容C1吸收電能；當VT1

44、斷開時，則VD1導通，A相繞組的剩余能量回饋給電容C2。而當下橋臂VT2導通時，繞組B從C2吸收電能；當VT2斷開時，B相繞組的剩余能量經VD2回饋給C1。因此，為了保證上、下兩個電容的工作電壓對稱，該電路僅適用于偶數相SRM。由于采用電容分壓，加到電機繞組兩端的電源電壓為1/2Us，電源電壓的利用率降低。在同等功率情況下，主開關器件的工作電流為雙開關型圖3-3電容分壓型主電路電路中功率器件的兩倍。而每個主開關器件和續流二極管的額定工作電壓為Us+U（U是換相引起的瞬時電壓）。電容分壓型功率變換器電路有以下特點：每相只用一個主開關，功率器件少，結構最簡單；電機的相數必須是偶數，上下兩路負載必須

45、均衡；在實際工作時，由于分壓電容不可能很大，中點電位是波動的。在低速時波動尤為明顯，甚至可能導致電機不能正常工作；需要體積大、成本高的高壓大電容；電源電壓的利用率低，適用于電源電壓較高的場合。(4) H橋型主電路如圖3-4所示，H橋型主電路比四相電容分壓型功率變換器主電路少了兩個串聯的分壓電容，換相的磁能以電能形式一部分回饋電源，另一部分注入導通相繞組，引起中點電位的較大浮動。它要求每一瞬間上、下橋臂必須各有一相導通。本電路特有的優點是可以實現零電壓續流，提高系統的控制性能。H橋型主電路只適用于四相或四的倍數相SRM，它也是四相SRM廣泛采用的一種功率變換器主電路形式。實際上，四相電容分壓型主

46、電路采用兩相導通方式時，其工作情況和H橋型主電路是相同的。圖3-4 H橋型主電路圖3-5三相公共開關型主電路(5) 公共開關型主電路圖3-5所示的電路是公共開關型功率變換器主電路，除每相各自有一個主開關外，各相還有一個公共開關VT。公共開關對供電相實施斬波控制，當VT和VT1同時導通時，電源向A相繞組供電；當VT1導通、VT關斷時，A相電流經VD續流；當VT和VT1都關斷時，電源通過VD和VD1反加于A相繞組兩端，實現強迫續流換相；若VT導通，VT1關斷時，相電流將經VD1續流，因A相繞組兩端不存在與電源供電電壓反極性的換相電壓，不利于實現強迫換相。具有公共開關器件的功率變換器電路，有一只公共

47、開關管在任一相導通時均開通，一只公共續流二極管在任一相續流時均參與。該電路所需開關器件和二極管數量較雙開關型電路大大減少，可適于相數較多的場合，其造價明顯降低。但相數太多，公共開關管的電流定額和功率定額都大大增加，若其損壞，將導致各相同時失控。根據上述的功率變換器主電路的選用依據和原則，并針對本文所研究的三相(12/8)開關磁阻電機，系統功率變換器采用三相公共開關型主電路。功率電路的設計本設計系統中功率變換器主電路電源是由三相交流380V經過整流得到的直流電源，再經過并聯的大穩壓濾波電容給開關磁阻電機各相繞組供電；功率變換器的主開關器件VT、VT1、VT2、VT3選用的是功率MOSFET；各相

48、的續流二極管VD、VD1、VD2、VD3均采用快恢復二極管。 圖3-6三相公共開關型主電路開關磁阻電機功率變換器主開關器件的選擇與電機的功率等級、供電電壓、峰值電流、成本等有關；另外還與主開關器件本身的開關速度、觸發難易、開關損耗、抗沖擊性、耐用性、峰值電流定額和有效值電流定額的比值大小及市場普及性等有關。本系統的三相公共開關型功率變換器主電路中主開關元器件選擇功率MOSFET。一般開關磁阻電機調速系統在寬廣的運行區域其相電流峰值與有效值之比的變化范圍為2：l3：1，功率MOSFET的額定峰值電流與額定有效值電流的比值高，一般為4：l，并且價格比較便宜，所以特別適合應用在小功率的開關磁阻電機調

49、速系統中。 本文設計的4kW開關磁阻電機驅動系統的額定工作電壓為513V，系統電源是由三相交流380V經過整流，再經過并聯的大電容穩壓濾波得到的直流電源。整流輸出的直流電壓峰值為： （3-1）其平均值為： （3-2）在本設計中選擇的拓撲結構的電路中，主開關管功率MOSFET承受的電壓最大值等于直流電源電壓的最大值，考慮到2倍的電壓裕量，則主開關器件的耐壓定額為： (3-3)在該功率變換器主電路中，主開關器件導通時，續流二極管在外電源作用下反偏截止，所以續流二極管最小反向峰值電壓額定值與主開關器件的電壓額定值相同。應該指出，功率變換器中所用續流二極管必須正向導通和反向截止均具有快恢復特性。正向恢

50、復特性能保證主開關器件斷開時，相電流迅速從主開關器件轉換到二極管續流；而反向快恢復特性則能保證二極管以足夠快的速度從導通變為截止，以免轉子轉過一個轉子電氣位置周期，主開關器件復又導通而順勢造成電源短路。特別是開關磁阻電機高速運行和以較高斬波頻率進行電流斬波控制方式運行時，允許續流二極管反向恢復時間較短，反向快恢復特性尤為重要。為此，均選用快恢復二極管作為續流二極管。 開關磁阻電機功率變換器中主開關器件的電流定額有兩種：一是體現電流脈沖作用的定額，即峰值電流定額；二是體現電流連續作用的定額，即有效值電流定額。采用功率MOSFET作為主開關器件，有效值電流定額將是決定功率變換器容量的主要參數。對于

51、二極管而言，因其能承受較大的沖擊電流，一般亦以有效值電流定額作為選型依據。取開關磁阻電機調速系統的效率為，則額定工況時開關磁阻電機繞組電流的有效值為： (3-4)因為開關磁阻電機啟動能力強，盡管啟動轉矩可大大超過額定轉矩，但啟動電流卻可做到小于額定電流，一般起動電流為15額定電流時即可獲得起動轉矩為100的額定轉矩，因此在確定主開關器件電流定額時，只要考慮到額定運行時的一定過載倍數(一般選為2)即可，則主開關器件的有效值電流定額為： (3-5)因續流二極管承受沖擊電流的能力強，其電流定額一般可取與相同的數值。根據估算得到的各元器件電壓、電流定額，考慮到一定的安全系數以及4kW開關磁阻電機的參數

52、要求，同時考慮到市場情況，本設計系統中選用的主要器件具體選型如下表3-1所示。表3-1主要器件表主要功能 器件名稱 型號 額定電壓 額定電流主開關管 功率MOSFET APT20GF120BR1200V 32A續流二極管 快速恢復二極管 MUR30120 1200V 30A整流橋 三相不控全波整流橋 春華電子 1600V 75A濾波電容 電解電容 HCGF5AS 2200uF/400V兩個串聯功率變換器的驅動電路設計功率MOSFET是電壓控制型器件，輸入阻抗為純容性，阻抗值很高(數量級)，驅動時只需要對輸入電容充電或放電，所需驅動功率很小，驅動電路簡單，甚至可以用集成電路的輸出直接驅動。目前，

53、供MOSFET使用的驅動電路形式多種多樣，各自的功能也不盡相同。在本設計中采用日本東芝公司生產的專用集成驅動芯片TLP250來驅動功率MOSFET。圖3-7 TLP250內部結構原理圖TLP250包含一個GaAlAs光發射二極管和一個集成光探測器，采用8腳雙列封裝結構。可以直接驅動1200V50A以下的IGBT或功率MOSFET。如圖3-7為TLP250的內部結構簡圖，表3-2給出了其工作時的真值表。表3-2 TLP250工作真值表 Tr1 Tr2Input LED On On Off Off Off OnTLP250的典型特征如下：1)輸入閾值電流(IF)：5mA(最大)；2)電源電流(IC

54、C)：1lmA(最大)；3)電源電壓(VCC)：1035V：4)輸出電流(IO)：士15A(最大)；5)開關時間(tPLHtPHL)：15us(最大)；6)工作頻率（f）：25kHz；7)隔離電壓：2500Vpms(最小)。根據上述原理及考慮實際計算的參數，開關磁阻電機驅動電路中的核心芯片TLP250驅動電路如圖3-8所示。圖3-8 TLP250驅動電路如圖所示，標號G、S分別接功率MOSFET的柵極和源極；+15V電源正負極分別接在芯片的8腳VCC和5腳GND上；幅值為+15V的PWM驅動信號通過R500輸入到TLP250；電容C500為跨接在芯片8腳和5腳之間的01uF電容；功率MOSFE

55、T驅動的輸入阻抗很高，且呈純容性，靜態時不需直流電流，只需對輸入電容進行充放電的動態電流，幾乎不消耗功率，為了改善驅動脈沖的前后沿陡度和防止振蕩，需在柵極串聯電阻Rg，由于功率MOSFET的開通和關斷是通過柵極電路的充放電來實現的，因此柵極電阻將對功率MOSFET的動態特性將產生極大的影響，在本設計中，經過實驗和計算，最終選取柵極電阻即R506為1l；V518是穩壓二極管，用于限制TLP250輸出驅動電壓的幅值，防止驅動電壓過高造成功率MOSFET的損壞，系統中采用16V的穩壓二極管并接在功率MOSFET的柵、源極之間；為了防止功率MOSFET柵極開路工作，或因為驅動不良造成的器件損壞，在功率

56、MOSFET的柵、源極之間并接了20K的電阻，即R530。324功率緩沖（吸收）電路設計本設計采用常用的RCD緩沖電路，如圖3-9所示。緩沖電路跨接在母線電源的正負極兩端，吸收電路對過電壓的吸收效果與吸收電路中電容和電阻的選擇有著很大的關系，如果電容和電阻的值選擇不當將會削弱吸收電路對過電壓的吸收效果，嚴重的甚至會在電路中引起振蕩。圖3-9RCD緩沖（吸收）電路在功率MOSFET器件關斷過程中，器件中的電流迅速下降，而吸收電路中電流以相同的變化率上升。當功率MOSFET器件中電流全部轉移到吸收電路以后，主電路寄生電感所儲存的磁場能量將全部轉換成吸收電路中吸收電容的電場能量。由于開關的關斷過程很短，故假設關斷時流過主開關管的電流線性