1、李亞雄摘要如今，隨著手機、相機以及平板電腦等各種便攜式數碼電子產品的快速發展和市場的不斷擴大，電子產品扮演著人們日常生活中舉足輕重的地位。電源管理芯片，作為整個電子系統中不可或缺的組成部件，其發展和需求量都得到了迅猛增加。由于具有轉換效率高、小體積是等特點，DC/DC變換器被廣泛應用于各種便攜式電子產品中。本文通過分析和研究DC/DC變換器的三種基本的拓撲結構和工作原理，設計了一款升壓式DC/DC變換器。該升壓式DC/DC變換器的輸入電壓范圍為2.7 V-5.5 V，可應用于鋰離子電池供電的各種便攜式電子產品中，穩定輸出電壓高達18 V，最大負載電流可達200 mA。電路調制采用電壓控制PWM

2、方式，內建振蕩器的頻率為1.5 MHz。為提高系統效率采用同步整流技術。并且研究了升壓型變換器的模型建立，設計了欠壓鎖定、過溫關斷等保護電路提升了系統的穩定性。本文完成了帶隙基準電壓源、LDO穩壓器、PWM比較器、誤差放大器、鉗位電路、振蕩器、系統補償電路等DC/DC變換芯片控制電路的子模塊的設計。電路基于0.35 m BCD6S工藝，使用Cadence Spectre仿真工具完成了系統的仿真驗證。仿真結果表明本文設計的升壓式DC/DC變換器切實可行，各項性能均能達到設計目標。關鍵詞： DC/DC變換器；升壓式；設計；仿真；1 引言日常使用的便攜式電子產品需要多種電壓，但是這些產品通常只能由一

3、組電池供電，所以其必須通過DC/DC 變換器供給所需要的各種直流電壓。依據輸入電路與輸出電路的之間關系，DC/DC變換器可分為升壓型 (Boost)、降壓型 (Bulk)，升壓-降壓型 (Boost-Bulk)和反相型 (CuK)DC/DC變換器1。Boost 型DC/DC變換器技術尤其是數控Boost 型DC/DC變換器技術是一門實踐性非常強的工程技術，其應用服務于各行各業。如今Boost 型DC/DC變換器技術融合了電子、系統集成、電氣、材料和控制理論等諸多學科領域。Boost 型DC/DC變換器是電子技術中應用最多的儀表設備之一，廣泛的應用于科研和教學等領域，是電路開發部門、電子實驗員和

4、電子設計人員進行科學研究和實驗操作不可或缺的電子儀器設備。在電子電路中，供電一般采用電壓穩定的直流Boost 型DC/DC變換器。在整個穩定電壓過程中，Boost 型DC/DC變換器通常由變壓器、整流、濾波和穩壓等四部分構成。但是這種傳統的Boost 型DC/DC變換器具有可靠性低、功能簡單、不好控制、精度低、干擾大和復雜度高等缺點。傳統的Boost 型DC/DC變換器有很多品種，但都存在以下兩個問題：變換器隨著使用時間的增長，會出現波段開關及電位器接觸不良的問題，影響輸出。穩壓方式一般采用串聯型穩壓電路，對過載進行限流與截流保護，電路構成比較復雜，穩壓精度低。另外，由于通過粗調（波段開關）和

5、細調（電位器）來調節輸出電壓2-3。所以，當需要精確輸出電壓，或需要在一個很小的范圍內變化時，難度較大。在各種便攜式電子設備中，一般供電都采用電壓穩定的直流Boost 型DC/DC變換器。但是在日常實際生活中，供電均由220V的交流電網提供，所有這就便需要通過變壓、整流、濾波和穩壓電路將220 V交流電轉換成穩定的直流電。濾波器的作用是濾去整流輸出電壓中的紋波，傳統電路一般由電容器和濾波扼流圈構成，如果由晶體管濾波器來替換，則可減小直流Boost 型DC/DC變換器的體積和減輕其重量，并且晶體管濾波直流Boost 型DC/DC變換器不需要直流穩壓器便能夠用作家用設備的Boost 型DC/DC變

6、換器，既縮小家用設備的體積，使家用設備小型化，還能大幅降低家用設備的成本。傳統的Boost 型DC/DC變換器一般通過波段開關和電位器來實現對電壓的調節，并且使用電壓表指示電壓的大小，所以其變換器具有電壓調節精度低，讀數直觀度不高和電位器易損壞的缺點。但是基于單片機控制的Boost 型DC/DC變換器能夠較好地彌補以上傳統Boost 型DC/DC變換器的缺點4。隨著電子行業的快速發展，Boost 型DC/DC變換器是其發展的必然產物。如今，隨著電子技術的發展，可調Boost 型DC/DC變換器得到了越來越廣泛的應用。目前，各種單片機控制的數字Boost 型DC/DC變換器發展越來越快，已經被廣

7、泛應用于工業電器、家庭電器和軍事電器等領域，顯示出強大的主流性。同時，由于它較強的擴展能力和日趨完善的功能而擴展應用到人類生活的各個方面。2 Boost 型DC/DC變換器原理分析2.1 Boost 型DC/DC變換器圖為Boost 型DC/DC變換器拓撲結構，主要由以下四個部分組成：開關(SW)、續流二極管(D)、升壓電感(L)、濾波電容(C)。其中開關(SW)是受控制電路決定的周期性導通。圖2.1 Boost 型DC/DC變換器拓撲結構當開關導通時，儲能電感的兩端被輸入電壓加載，電感儲存能量，使能量不能傳遞給輸出端，根據電感方程，有：由可推導：假設輸入電壓VIN保持不變，則有：其中，ILm

8、in是開關SW導通之前通過電感L的電流，由此我們可以看出，在開關導通后，電感上的電流線性升高，開關上的電流也呈現線性增加的趨勢，當t=ton，在終止開關導通的狀態時刻，電感電流達到最大值5，為：當開關斷開時，電感電壓呈反向狀態，此電壓與電源電壓疊加后，通過負載電容 (C)和二極管 (D)加載到負載兩端，通過二極管電感儲存的能量傳遞給輸出端，與此同時直流源也給負載提供能量。則有：在t1時刻，計算得通過電感L的電流為：在t-t1=toff時，通過電感的電流達到最小值，為：將式帶入ILmax的表達式中，可得：整理式得到：根據式，此電路的輸入電壓VIN低于輸出電壓VO，因此將此電路稱為升壓型DC/DC

9、變換器。在工作過程中，開關的關斷時間toff和導通時間ton都是可以使升壓型DC/DC變換器的輸出電壓變化。2.2 Boost 型DC/DC變換器的導通工作模式當工作過程達到穩態時，轉換電路存在兩種工作模式：濾波電感非連續導通模式DCM (Discontinual-Conduction-Mode)和連續導通模式CCM (Continual-Conduction-Mode)。在非連續導通模式(DCM)下當達到穩定狀態時每個周期中電路電感電流都回到零；在連續導通模式(CCM)下電路電流回到某一非零值。其中，連續導通模式(CCM)是功率變換中最普遍的工作模式。下面將具體討論Boost型DC/DC變換

10、器的兩種工作模式6。2.2.1 Boost型DC/DC變換器的連續導通模式圖2.2 Boost 型DC/DC變換器CCM電感電流波形圖將變換器的占空比(D)定義為開關管導通的時間(TON)和工作周期(T)之比：在一個周期內，當開關電源工作處于連續導通模式下時，開關管導通時間為DT，則電感電流的凈增長量為：所以電感儲存能量可表示為：輸出電容提供該階段的輸出負載電流，由于足夠的大的開關頻率，較短的周期，可以認為輸出電壓VO僅僅得到了一個很小幅度的降低，此降低稱為輸出電壓紋波，由于幅度很小，它相對輸出電壓的值是可以忽略，所以負載仍獲得不變的輸出電流。因此為了盡可能的降低輸出電壓紋波，電路必須具備足夠

11、的大輸出電容。如果為開關斷開的時間，則電感電流的減少量為：在穩定狀態下，為了使電路能夠以穩定的能量包的形式向負載傳遞能量，必須與相等，則有Boost型DC/DC變換器的占空比與輸出輸入之間的關系：輸出紋波電壓：其中、分別為開關工作頻率、負載電阻和輸出電流。適用的電容值便可以根據紋波電壓的指標選擇。將電壓紋波系數定義為：由可知：提高開關頻率或者增大輸出電容可顯著降低輸出電壓紋波。電感并非輸出濾波器組成部分，只能作為儲能元件，因此降壓變換器的紋波通常小于升壓變換器的輸出紋波7。2.2.2 Boost型DC/DC變換器的非連續導通模式在輸出電流IO低于一定值時或者電感足夠小，Boost型DC/DC變

12、換器便有可能在非連續導通模式下工作，其開關導通時工作過程基本保持不變。當開關斷開時，如圖所示電感電流的可分為以下兩個階段：圖非連續導通時刻電感電流圖如上圖所示，電感器可分為以下兩種情況：tON t t2和t2 t T，其中t2為電感電流為0的時刻。在tON t t2和0 t tON兩個期間，電感平均電壓分別為和，定義，則有：平均輸出電流：平均電感電流與平均輸入電流相等：聯立三式可解得：在式中，為保持Boost型DC/DC變換器處于連續與非連續導通模式邊緣的臨界電感，同時這也是連續與非連續導通模式的邊界條件。由式可知，在選擇外圍器件中通過選擇電感可使得變換器在連續導通狀態下工作。3 其它型DC/

13、DC變換器的工作原理Buck型DC/DC變換器結構意圖如圖所示。其中SW、L、C和D分別為開關、電感、濾波電容和整流二極管。圖 Buck型DC/DC變換器拓撲結構Buck-Boost DC/DC變換器電路的拓撲結構如圖所示，由于Buck-Boost DC/DC變換器是降壓-升壓混合電路，其輸入電壓可大于輸出電壓，也可小于輸出電壓，并且輸入電壓極性與輸出電壓相反。圖 Buck-Boost型DC/DC變換器拓撲結構CuK型DC/DC變換器其實是由Buck和Boost型DC/DC變換器組合而成，圖表示一個CuK型DC/DC變換器。它可以拆分為圖和兩種電路圖。由于Buck電路可提供一個平滑的輸出電流，

14、Boost電路可提供一個平滑的輸入電流，這便是CuK型DC/DC變換器的連續工作模式下的最大優點。圖 CuK型DC/DC變換器拓撲結構4 Boost 型DC/DC變換器的PWM調制方式在開關電源中，控制電路的主要功能是為開關管提供比率可調的驅動脈沖或者時間，從而使得輸出電壓達到穩定狀態。如今主要由有比率和時間調節的方式，可分為以下四種調節方式：PWM(Pluse-Width Modulation，脈沖寬度調制)、PFM(Pluse-Frequency Modulation，脈沖頻率調制)、PWM-PFM(調寬調頻)和PSM(Pluse-Skip Modulation，跨周期調制)，下面我們將主

15、要理解PWM調制方式。4.1 PWM調制方式PWM調制方式是指在工作頻率保持恒定的情況，通過改變功率開關管的截止時間或者導通時間來對占空比改變的一種調制方式，在當前功率變換器中應用最為普遍。工作原理如下：首先檢測被控輸出電壓，得出反饋電壓，然后將其加至運放的反相輸入端，運放的同相輸入端加入另外一個精確的基準參考電壓。通過比較基準電壓與反饋電壓輸出直流誤差電壓，PWM比較器的同相輸入端加入此誤差電壓，比較器的反相輸入端加入另外一個固定頻率的振蕩器產生鋸齒波信號，兩者經過PWM比較器，得到輸出一方波信號，隨著誤差電壓的變化，此方波信號的占空比改變，脈寬調制從而得到實現。PWM控制的實質就是在輸入電

16、壓，外接負載及內部參數改變的情況下，通過被控制信號與基準信號的差值控制電路進行閉環反饋，調節主電路開關管的導通時間(即脈沖寬度)，保持脈沖的周期穩定來達到穩定輸出電壓的目的。PWM反饋控制可分為電流控制和電壓控制。4.2 PWM調制的兩種控制方式在Boost型DC/DC變換器中，控制輸出電壓通常用反饋回路來實現，根據不同的采樣變量，分為電流控制和電壓控制。由于電壓型控制單一的控制環路，簡單的分析設計、較小的電路體積，振蕩器產生的較大幅值，以及較強的抗干擾能力，本論文中設計擬采用電壓型方式進行控制。下面將著重對電壓控制型調制方式的原理展開介紹。圖電壓控制原理圖如圖表示電壓控制的原理圖。經過采樣電

17、阻的分壓后輸出電壓VO輸入到誤差放大器的反相端，誤差放大器同相端為帶隙基準提供的基準電壓Vref，兩者經誤差放大器放大輸出的直流電平VE作為PWM比較器的門限，和振蕩器產生的固定頻率的鋸齒波相比較，輸出一方波，經過驅動電路后驅動功率開關管。輸出電壓降低時，反饋電壓降低，誤差放大電壓增加，比較器門限增加，開關導通時間越長，從而使得電感儲存具有足夠的能量，保持負載電壓的穩定。由以上分析可知：其中、分別為誤差放大器的增益和反饋系數。若 1，輸出電壓可表示為：由式可知，為一個和負載電流和輸入電壓無關的調制電壓。由以上分析可知，電壓反饋控制只響應輸出負載電壓的變化，當輸入電壓或者負載電流變化時，必須等到

18、負載電壓發生變化時才能夠響應。同時因為DC/DC變換器的電流經電感使得濾波電容上的電壓信號對電流信號產生90度的相位延遲，這種延遲經常為一個或者多個周期。由于輸出的LC濾波給回路增加了兩個極點，對環路穩定性造成不良影響，通過設計合理的補償網絡可以抵消這兩個極點的影響，使系統達到穩定。電壓控制模式優點電壓控制模式缺點占空比調節不受限制補償網路設計本來就較為復雜，閉環增益隨輸入電壓而變化更為復雜對于多路輸出電源，他們之間的交互調節效應較好單一反饋電壓閉環設計，比較容易調試對輸入電壓的變化動態響應較慢；較好的響應調節輸出負載的變化輸出LC濾波器給控制環增加了雙極點，在補償誤差放大器時，需要將主極點低

19、頻衰減，或者增加一個零點進行補償。PWM三角波幅值較大，脈沖寬度調節時具有較好的抗噪聲裕量5 電路子模板設計5.1 帶隙基準電路的設計帶隙基準電路的主要功能是為電路的其它單元提供穩定的輸入電壓和溫度變化影響極小的基準電壓，并且可提供PTAT偏置電流。帶隙基準電路是電路設計中非常重要的模塊。帶隙基準電路模塊的設計要求為：輸出直流電壓為，溫度系數低于10個ppm/°C。帶隙基準工作原理工作原理：由于硅材料的帶隙電壓具有與輸入電壓和溫度無關的特性，則利用兩個具有相反溫度系數的量以適當的權重相加可得到理論上的零溫度系數基準。當雙極晶體管的基極-發射極電壓，或者更一般的說PN結二極管的正向電壓

20、具有負溫度系數。VBE的溫度系數與溫度有關且與VBE本身的大小有關，當VBE，T=300 °K時：當兩個雙極晶體管在不相等的電流密度下工作時它們的基極-發射極電壓的差值與絕對溫度成正比。例如，兩個同樣的晶體(IS1=IS2)偏置的集電極電流分別為nI0和I0，忽略它們的基極電流，則：此時VBE的溫度系數表現為正溫度系數：而利用正負溫度系數電壓可得到：室溫時VBE/TmV/°K，VT/TmV/°K，通過選取1和2，可得到零溫度系數。帶隙基準電路實現圖帶隙基準電路圖上圖即為帶隙電路的結構，運算放大器與PMOS管構成負反饋，使得運放正負輸入端電壓相等。發射極面積之比為的

21、兩個三極管Q1、Q2的基極-發射極VBE的差值VBE加在電阻R1上。由前面的分析可知，VBE與絕對溫度成正比，電阻上的電壓也和絕對溫度成正比，可以用來補償Q1的VBE中隨絕對溫度減小的部分，合理地選擇R1和R2的值，就可以得到與溫度關系很小的輸出電壓：為了使電路在上電過程中能夠進入正常工作點，加入了啟動電路，啟動電路由M16，M18，M19，M20管組成，M16和M18管采用二極管方式連接，電路上電時，M19管的柵極電壓為：設計時保證：則電路上電時M19管導通，拉低M7，M9，M14，M15的柵極電壓，電流流入帶隙基準的核心電路。電路進入正常工作后，Vbg大于VTH，使得M20管導通，關斷啟動

22、電路，不再消耗電流，不影響電路正常工作。電路中需要一個高增益的放大器來保證電路中放大器兩端的電壓相等，因此采用了PMOS輸入的兩級放大器，并且使用自偏置結構。帶隙基準仿真結果(1)帶隙基準的建立帶隙基準電壓的瞬態仿真波形如下所示：圖為電源電壓從0V開始上電到，溫度為27，在不同模型參數下，啟動電路開始工作，帶隙基準電壓建立，最后穩定在。上電過程中帶隙基準電壓的瞬態特性(2)溫度系數仿真(Temperature Coefficient，TC)由于溫度變化而引起基準輸出電壓的變化量，簡稱溫度漂移，單位是10-6V/(即1ppm/°C)。溫度系數反映了基準源在整個工作溫度范圍，輸出電壓最大

23、值與最小值相對正常輸出時的變化，其計算公式如下式：理論上帶隙基準電路可以實現零溫漂，實際上受到很多因素的影響，基準電壓只能接近零溫漂。通常來講，TC的數值為幾十個ppm/°C，下圖為本文中設計基準電壓與溫度的曲線關系，在電源電壓為時，進行-40°C到正120°C的溫度掃描，電壓變化范圍為個mV。可以滿足電路需要。圖基準電壓與溫度關系圖(3)線性調整率仿真圖是室溫為27時，基準電壓隨電源電壓變化的曲線，由圖可知，電源電壓從3V變化到55V時，基準電壓的線性調整率為：圖帶隙電壓隨電源電壓變化曲線(4)電源抑制比仿真電源抑制比(PSRR)是輸入電源變化量(以伏為單位)與

24、輸出變化量(以伏為單位)的比值，常用分貝表示。它實際反映的是輸出電壓對電源線上的“噪聲”的一種抑制能力。定義如下：其中Ripplepower和Rippleoutput分別為電源電壓和輸出電壓的小信號變化量，Av(poweroutput)為輸出電壓對電源電壓的增益。圖為基準電壓的PSRR仿真結果，可以看到電源抑制比達到了75dB，基本可以滿足電路需要。圖帶隙基準PSRR仿真曲線5.2 LDO穩壓器的設計VIN是一個不穩定的電壓值，而變換器的內部單元模塊需要一個穩定的電壓源給電路供電，為了方便標準電源的替換，設計使此電壓值為，由LDO穩壓器產生。5.2.1 LDO穩壓器原理：LDO穩壓器由以下四個

25、基本的電路模塊構成：基準電壓源，其功能是為LDO穩壓器提供一個具有較高精確度和熱穩定性的電壓源；誤差放大器，其功能主要是用來控制輸出電壓，將VOUT的分壓與基準電壓進行比較，然后通過負反饋控制PMOS功率管的柵極電壓，從而控制輸出電壓VOUT到需要的值；反饋網絡，它的作用是設定一個穩定的輸出VOUT，并通過電阻分壓后與VREF去進行比較；功率調整管，它的主要作用是向負載輸出大電流提供通道，理想的功率管是PMOS管，能夠實現低壓差輸出。LDO主要結構如圖所示，對于一個穩壓器電路，電壓調整率和負載調整率是重要的質量參數。它們分別表示了輸入電壓變化、輸出負載變化時輸出能夠保持在規定值上的能力。根據L

26、DO線性穩壓器的基本原理，對放大器的直流開環增益要求較高。因此運放的跨導越大，穩壓器的電壓調整率和負載調整率性能越好。放大器的輸出電流直接驅動PMOS管，能夠提供足夠大的輸出驅動電流。輸出驅動電流跟隨負載變化，誤差放大器本身必須在負載變化時仍處于放大狀態，保持負反饋從而實現穩定的輸出。圖5.6 LDO結構示意圖LDO穩壓器電路實現在LDO電路中，M1，M2，M3，M4，M5管構成放大器的第一級，M5為第一級提供偏置電流，M7，M6構成放大器的第二級，M6管為第二級提供偏置電流，R1，R2為反饋電阻，由于放大器的作用，R2上端的電壓被鉗制在基準電壓的大小，適當選取R1，R2的阻值，就可以得到的輸

27、出電壓。圖5.7LDO電路圖5.2.3 LDO仿真結果(1)溫度系數仿真：壓為，對穩壓電路進行直流掃描，溫度范圍為-55125°C，仿真結果如圖所示。由圖可知：當溫度從-55125°C變化時，基準電壓從變化到V，差值為，溫度系數為9.42 ppm/°C。圖5.8穩壓電路的溫度特性(2)電壓調整率仿真：溫度27，輸入電壓從.7 V上升到5.5V，穩壓器輸出如下圖，電壓調整率為：圖5.9穩壓器輸出隨電源電壓變化曲線振蕩器的設計振蕩器的作用是為了給PWM比較器提供一個固定頻率的三角波，使其與誤差放大器的輸出比較后產生驅動信號。振蕩器頻率即為開關工作頻率。本設計中開關頻率

28、是。工作原理：如圖所示，用一個恒流源I0為電容C充電，電容上的電壓分別與兩個基準電壓做比較后輸出到RS觸發器，RS觸發器的輸出作為M1的開關信號控制其開關，從而決定電容放電。振蕩器開始工作時，電容上電壓VC<VREF_LOW<VREF_HIGH，比較器R，S端置為l，0，觸發器輸出為低，M1截止，恒定電流I0對電容C充電，電容電VREF_LOW <VC< VREF_HIGH時，R，S端置為1，觸發器輸出保持，繼續對電容C充電，當VC >VREF_HIGH> VREF_LOW時，觸發器輸出0，1，觸發器輸出為高，M1管打開，電容放電。當電容電壓低于VREF_L

29、OW時，循環往復，電容上電壓即為輸出三角波電壓。電容充電時間：圖5.10振蕩器結構示意圖放電時間：IS為放電電流，它的大小又由開關管的大小決定。故振蕩周期：從周期表達式可以看出，通過調整充電電容大小和放電管的大小可以改變振蕩周期。可以從圖中讀出三角波的振蕩頻率約為MHz，振幅約為lV，這個固定頻率的三角波會與后文中誤差放大器的輸出進行比較從而為開關管產生驅動信號。圖振蕩器輸出波形圖5.4 PWM比較器電路設計PWM比較器是控制電路很重要的組成部分，電路的主要功能是把誤差放大器的輸出經過CLAMP電路鉗位后的輸出與固定頻率的三角波比較，產生PWM脈寬控制信號，進而改變占空比，控制開關管的打開或者

30、關斷17。比較器需要足夠的增益來達到較高的分辨率，因此采用兩級CMOS比較器結構是很好的選擇，比較器的設計和運放的設計很相似，所不同的是比較器工作在開環狀態下且不需要補償。其電路結構如圖所示：從左至右，M1，M5，M6，M7，M8構成比較器的第一級，M9，M2，構成比較器的第二級，后跟兩個反相器可以起到整形并提高驅動能力的作用。比較器的增益為：圖5.12 PWM比較器結構圖誤差放大器是DCDC變換器中重要的模塊，它的開環增益、相位裕度、電源抑制比等參數指標都直接影響變換器的性能，是變換器電路設計的關鍵。考慮到放大器的直流增益決定了輸出電壓的精度，要求其增益越高越好，但是考慮到增益過高對環路穩定

31、性的影響，具體影響在后面環路補償中會提到，對誤差放大器增益的要求在60dB以上即可。由于放大器的相位裕度決定了電路的穩定性，要求其相位裕度在60度以上。共模輸入范圍要求足夠的寬，本設計中要求共模輸入范圍的下限最好接近零。誤差放大器電路實現電路結構如下圖所示，采取了兩級結構。由于低共模輸入的要求，第一級采用PMOS差分對輸入的折疊式共源共柵放大器，第二級M17，M16構成源跟隨器，能夠提供比較大的輸出擺幅。C1作為補償電容，將主極點推向低頻，把非主極點移向高頻，保證了放大器的穩定性。圖5.13 誤差放大器電路圖第一級折疊式共源共柵放大器：這種放大器的特點是共模輸入范圍大，輸出電阻大，增益大，輸出

32、電壓范圍變化較小。電流Ibias為輸入管提供偏置電流，輸入PMOS對管將輸入電壓信號轉換成電流信號，M7，M14管接收該電流信號后在M14管漏端輸出。由于采用了折疊式結構，共模輸入范圍較寬。共模輸入的下限可以低到零伏，上限：第一級增益：第二級為源跟隨器，它隔離第一級與輸出，起到緩沖器的作用。它的輸出電阻較小，使電路可以驅動低阻抗負載而保持信號電平損失較小。輸出電阻：第二級增益： 5.21其中RL為運放的負載電阻。該電路的主極點在第一級的輸出端，此處有很大的電阻和電容，第一非極點在第二級輸出處，因為該點電阻值很大，負載電容也很可能很大。電容CC對第一級輸出進行頻率補償。誤差放大器仿真結果從圖4中

33、可以看到誤差放大器的增益保持在70dB，相位裕度大概在110度，這個增益并不高，在后面的補償網絡中可以看到，運放的低頻增益不宜取很高。圖4誤差放大器增益和相位裕度圖5.15為誤差放大器的電源電壓抑制比，70dB可以滿足電路需要。可以看到誤差放大器的電源電壓抑制比在低頻段比較高，高頻有所下降，基本滿足電路需要。圖5.15誤差放大器PSRR仿真曲線圖5.16為誤差放大器的輸出擺幅仿真曲線，可以看到誤差放大器輸出范圍上限大概為伏，遠遠大于振蕩器產生的鋸齒波的幅值，所以要加入鉗位電路對輸出進行限制。圖6誤差放大器輸出范圍仿真曲線鉗位電路設計比較器兩端輸入信號經過比較后，輸出信號進入驅動模塊，然后加載到

34、開關管上面。所以變換器的工作時系統的占空比可以通過比較器輸出方波信號的占空比反應。因為固定頻率的三角波為比較器負輸入端，振幅為1V。誤差放大器的輸出為正端，而誤差放大器的輸出在系統穩定之前將超出這個范圍，所以誤差放大器的輸出需要一個鉗位電路將其限制在可比較的范圍內。因為在最小的輸入電壓和最大的占空比的情況下，占空比高達85，故將輸出電壓的上限定為在0.8 V，下限定為0.2 V。其中在提供反饋基準時軟啟動模塊一并提供0.8 V的基準電壓。電路結構圖如圖7所示。圖7鉗位電路原理示意當輸入電壓從0 V緩慢的增加到l V時，如圖5.18所示，鉗位電路的輸出，可以得到給定的基準電壓分別為其下限和上限。

35、在這兩個基準電壓范圍之間，輸出跟隨輸入，輸入電壓就被限制在這兩個基準電壓之間。這樣便可以與三角波進行比較。圖5.18鉗位電路仿真結果5.7 輸出鉗位電路設計上面提到，為驅動PDMOS管作為整流管，一個電路需要用來提供一個與VOUT始終相差大約3 V的電壓，此電壓為PDMOS管的驅動電路的“地”電位，這樣整流管的驅動信號的擺幅就在輸出電壓，和輸出電壓相差3V左右的電壓之間，相當于一個大約為0V到3V的驅動電壓。這個提供3V壓差的電路即為圖5.19中的輸出鉗位電路。圖5.19輸出鉗位電路結構示意圖工作原理：三個二極管連接的PMOS管分別為M7，M8和M9，輸出電壓為VCLAMP。三個二極管連接的支

36、路的偏置電流為電流鏡提供，使VOUT的電壓和Vg處電壓差為固定值，一個寬長比很大的PMOS管作為M6，所以當它流過一定范圍內變化的電流時，可以認為M6的VSG幾乎保持恒定，所以VCLAMP和VOUT之間的電壓值也保持恒定。輸出鉗位電路仿真結果如圖5.20所示，可以看出當VOUT端加入緩慢上升0-18 V然后緩慢下降到0 V的三角波時，CLAMP電壓一直被鉗位在與輸出相差2.7 V的電位上。圖5.20輸出鉗位電路仿真結果5.8 軟啟動電路軟啟動電路示意圖如圖1所示，開始EN和Vss信號分別高和低。當EN斷開時，軟啟動電路開始工作。NMOS鏈M1到M6管的長度很長，寬度很短，充當的作用猶如大電阻，

37、限制給了電容C充電的電流。這樣通過電流的控制電容的體積得到了盡可能減小。MPl為電流源IO時，偏置由MP2提供，VSS電壓與VA電壓差值始終保持固定。當為電容充電采用電壓源時，VSS接近于VREF，充電電流變得很低，使得VSS得到更加緩慢的上升。圖1軟啟動電路示意圖在三種不同的模型參數情況下，當基準電壓為帶隙電壓，EN信號等于330 us時電路得到啟動，仿真曲線圖如圖2所示。可以看到上升時間約為380 us，穩定后電壓為基準電壓。圖5.22軟啟動電路仿真結果5.9 電平位移電路電平位移電路的電路結構圖如圖3所示。例如，當輸入信號從0 V上升至3.6 V，將其轉換為0到2.5 V，即圖中VP和V

38、+分別為3.6 V和2.5 V。當輸入信號VIN為高時，M5管的開啟將M4管柵極電位拉低，使M4管和M6管分別開啟和關閉，從而VOUT被上拉到V+，即3.6V電壓轉換到2.5V。當輸入信號VIN為低時，情況恰好相反，M5管和M6分別關斷和開啟，將VOUT下拉至零，同時M3管將開啟，M4的柵電壓由于被拉高而關斷，M4管的上拉作用得到阻止。電路電路同樣適用于將0 V到2.5 V的電平轉換到0 V到3.6 V的情況，只需要將2.5 V的電源電壓接入反相器即可。圖3電平位移電路的電路結構圖5.10 驅動電路由于PWM比較器較弱的輸出的方波信號驅動能力，此驅動能力無法驅動柵電容很大的DMOS管，驅動能力

39、需要通過增加一路驅動電路來提升。與此同時驅動模塊中還應有適合驅動功率MOS管的電平位移電路，在驅動電路中實現死區時間隔離。帶電平轉換和死區隔離的驅動電路如圖4所示。PWM比較器輸出的方波信號為DR信號，經過兩組電平位移電路，然后經過反相器鏈后，整流管的驅動信號DP和開關管的驅動信號GN得到輸出。其中電平位移模塊LS2將0V到2.5V的驅動信號轉換到前文提到的與VOUT相差約3V的VCLAMP電壓和輸出電壓VOUT之間。圖4帶電平轉換和死區隔離的驅動電路5.11 保護電路5.11.1 過溫保護電路為了避免芯片過熱對芯片產生永久性的損害情況的發生，過熱保護電路必不可少。我們知道雙極型晶體管VBE具

40、有負溫度的特性。所以為監測溫度的變化，溫度檢測器件采用雙極型晶體管的VBE，當到達一定閾值后分別輸出高、低電平，本文中規定溫度下降到140°C時，輸出低電平使芯片正常工作，溫度高于148 °C時，輸出高電平是芯片正常工作。圖5表示溫度保護電路結構示意圖。Q1、R1和R2構成一個PART電流產生電路，基準電壓為Vref，則電阻R1上的電流為：電壓為：圖5溫度保護電路結構示意圖當VA施加于Q2基極。溫度很高時，由于負溫度系數的VBEQ1，很高的VA電壓和Q管的基極電流，很強大的Q2驅動能力，大于電流I2和I3的上拉作用，拉低VB電位，輸出低的0TP信號。臨界翻轉條件為I2和I3

41、電流之和等于Q2的集電極電流，此時M3管關斷，上拉電流得到減小，正反饋形成，VB電位更低。當溫度降低時，VA電壓逐漸下降，減弱了Q2的驅動能力，當I2等于減弱的Q2的集電極電流時，VB電位拉高，翻轉OTP信號，開啟M3管，VB電壓的上拉作用得到加強。圖5.26表示過溫保護的特性曲線。OTP信號高電平發生在148 °C，溫度降低至140 °C時，輸出為低電平。8 °C為遲滯范圍，避免由熱振蕩引起的誤觸發的發生。6 溫度保護電路仿真曲線曲線5.11.2 欠壓鎖定電路電路上電啟動時，電源電壓的波動可能會對系統穩定性造成一定的影響。這便需要一個欠壓鎖定電路，其目的為當輸入

42、電壓降低至某個閾值電壓之下時，器件關斷以達到隔離輸入輸出的目的。設計思路：采用電阻分壓對輸入電壓進行采樣，對比基準電壓和采樣電壓，如果基準電壓高于采樣電壓，輸出低電平，使電路正常工作；基準電壓高于采樣電壓，輸出高電平，通過邏輯控制使芯片進入欠壓鎖定狀態。圖7 UVLO電路示意圖設計原理如圖7所示：R1、R2的R3分別為分壓電阻，電源電壓得到采樣后，與基準電壓相比較，輸入電壓正常時，A點電壓高于，比較器輸出為低，關斷MNI管，UVLO信號為高。電壓電壓開始下降，到滿足臨界條件：當A點電位下降到低于，UVLO輸出為低，使得比較器翻轉。MNI管開啟，R3短路，使A點電位更低。上升到滿足臨界值，為：

43、5.25 所以欠壓鎖定信號的翻轉閾值電壓為： 5.26 5.27 本論文中假設電壓增加到2.7 V和下降到2.5 V，其仿真輸出結果如圖5.28所示：圖 UVLO仿真結果5.12 電壓型控制補償網絡設計5.12.1 電壓性補償網絡的原理DC/DC變換器系統可分成兩個模塊:控制和反饋，其中控制部分由脈寬調制、LC濾波器和功率變換級組成；反饋部分包含補償誤差放大器和電壓采樣網絡。現分別研究各個部分的傳遞函數，然后得出系統的傳遞函數。(1) PWM比較器傳遞函數：EA-OUT，或稱誤差放大器輸出，是PWM比較器的一個輸入。三角波電壓是PWM比較器的另一個輸入，由振蕩器產生。來自電源輸出的反饋信號接到

44、誤差放大器的反相端，如果電源輸出高于參考電壓，則誤差放大器的轉化輸出降低，這樣會使脈寬調制器減少輸出占空比，使輸出電壓減少。反之亦然。PWM比較器的輸入是控制電壓，輸出是占空比，所以，是它的傳遞函數，單位為1/V，可以看出它不是無量綱。(2) Boost拓撲的的傳遞函數：由Boost輸出輸入電壓關系：控制部分的傳遞函數是等效LC濾波器的傳遞函數和這兩部分傳遞函數的乘積：其中：所以上式可以寫成：其中：，。從控制部分的上面提到的傳遞函數表達式可以看出，Boost變換器的傳遞函數中存在一個雙重極點，這個極點是控制電路部分的LC濾波器帶來的，由于實際的LC濾波電路不存在于輸出端，電容C和拓撲中電感L之

45、間存在著一個續流二極管，從而一個右半平面零點產生了。從傳遞函數的分子可以看出，在當環路的相角很低時這個零點能導致系統的不穩定，增加它的頻率不失為一個合理的解決方案，使其不能影響到整個環路。或等效的，使得這個零點頻率遠大于穿越頻率，這樣增益為零時便與它沒有關系。5.12.2 補償網絡的確定本文中應用到的補償網絡分別包含了三個電阻和三個電容。圖29表示系統補償網絡示意圖，傳遞函數中除了零極點po外，還包含兩個零點z1和z2和有兩個極點p1和P2。圖5.29系統補償網絡示意圖注意到零點對于電路有一種使增益和相位變優的趨勢，故將兩個零點設置在雙重極點處為補償網絡設計的目的，使誤差放大器的增益曲線在雙重極點后以+1斜率上揚，與LC控制電路的-2斜率抵消，則環路增益曲線以-1斜率穿過穿越頻率。補償以后的波特圖如圖0所示。前面提到的誤差放大器增益問題，因為在環路補償中為了使系統穩定，要使系統增益盡快下降到零，使穿越頻率遠小于那些有問題的點。如果增益過高，以-1斜率下降，則進入穩定狀態比較慢。所以對誤差放大器的增益要求大約60dB即可。圖0經過補償的系統增益和相位裕度5.13 變換器的