1、本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）（2012屆）論文題目 直流電源均流電路設(shè)計(jì) （英文） DC power supply circuit design 所在學(xué)院 電子信息學(xué)院 專(zhuān)業(yè)班級(jí) 學(xué)生姓名 指導(dǎo)教師 完成日期 2012年直流電源均流電路設(shè)計(jì)柴雨奇（浙江萬(wàn)里學(xué)院電信學(xué)院電子本084班）2011年11月摘 要系統(tǒng)采用兩片TPS5430 芯片，構(gòu)成兩路DC-DC 電路。通過(guò)兩片負(fù)載共享控制芯片UCC29002 對(duì)輸出電流進(jìn)行均流，兩路輸出誤差最佳可控制在1%以?xún)?nèi)。另外，本系統(tǒng)用MSP430F449作為數(shù)字控制芯片，利用片內(nèi)ADC采集輸出電流，并在輸出電流超過(guò)1.2A時(shí)，通過(guò)控制TPS5430的使能端，關(guān)閉系

2、統(tǒng)的輸出，從而實(shí)現(xiàn)過(guò)流保護(hù)。由于本系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，所用器件少，從而保證整個(gè)系統(tǒng)高效、穩(wěn)定。關(guān)鍵詞：DC-DC，UCC29002，TPS5430，均流AbstractThe system uses two TPS5430 chips, consisting of two DC-DC circuit. Through two load sharing control chip UCC29002 are the output current flow, the best two-way output error can be controlled within 1%. In addition, th

3、e system chip using MSP430F449 as the digital control, the use of on-chip ADC acquisition output current and output current exceeds 1.2A, by controlling the TPS5430 to enable, turn off the system output, in order to achieve over-current protection. Since the structure of the system is simple, small

4、device used to ensure the whole system efficient and stable.Keywords: DC-DC，UCC29002，TPS5430 ，All flow目 錄1 引 言12 總體設(shè)計(jì)12.1 課題方案的研究12.2 DC-DC轉(zhuǎn)換方法及實(shí)現(xiàn)方案的論證與選擇12.3系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)23 硬件電路的設(shè)計(jì)33.1 穩(wěn)壓模塊的設(shè)計(jì)33.1.1 TPS5430的介紹33.1.2 穩(wěn)壓模塊原理圖73.2 均流芯片的模塊設(shè)計(jì)7 UCC29002的介紹73.2.2 均流芯片模塊設(shè)計(jì)的實(shí)現(xiàn)10均流芯片的模塊設(shè)計(jì)原理圖113.3電流取樣模塊124.系統(tǒng)的分析與計(jì)算1

5、44.1 DC-DC轉(zhuǎn)換模塊的設(shè)計(jì)144.2 二極管的選取144.3 輸出濾波器144.4 電感的計(jì)算154.5輸出電容的計(jì)算155.硬件電路制作165.1 PCB制作165.2 電路組裝166. 系統(tǒng)的調(diào)試與性能指標(biāo)186.1 硬件調(diào)試186.2指標(biāo)測(cè)試196.2.1 輸入電路的調(diào)試196.2.2 效率測(cè)試20輸出電流比為I1：I2=1:1時(shí)的分流精度測(cè)試21輸出電流比為I1：I2=1:2時(shí)的分流精度測(cè)試217. 結(jié) 論23參考文獻(xiàn)24致 謝25附錄1 實(shí)物圖26附錄2 原理圖27附錄3 PCB圖281 引 言隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展。以及大量電子設(shè)備的廣泛應(yīng)用。對(duì)大容量、高安全可靠性電源

6、系統(tǒng)的需求日益迫切。受目前半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)器件水平的限制，單臺(tái)大容量電源技術(shù)尚不成熟，因此模塊化的電源系統(tǒng)應(yīng)運(yùn)而生即多個(gè)并聯(lián)運(yùn)行的電源模塊共同為負(fù)載提供電能。受誤差的不可避免性和工藝水平的限制等因素影響，并聯(lián)運(yùn)行的各電源模塊的參數(shù)都會(huì)存在差異。致使其外特性不盡相同。帶載運(yùn)行時(shí)，會(huì)導(dǎo)致輸出電流大的電源模塊熱應(yīng)力變大。損壞機(jī)率上升?？煽啃越档?。因此。在多電源模塊并聯(lián)運(yùn)行的電源系統(tǒng)中必須引入有效的負(fù)載電流均流控制防止一臺(tái)或多臺(tái)電源模塊運(yùn)行在電流極限值狀態(tài)。目前，在并聯(lián)的電源系統(tǒng)中，實(shí)現(xiàn)均流控制常用的技術(shù)主要有：輸出阻抗法、主從設(shè)置法、平均電流均流法、最大電流均流法I引、熱應(yīng)力自動(dòng)控制法和外加均流控制器均流

7、法等。經(jīng)過(guò)比較，在此選用了最大電流均流法作為所研究的大功率電源模塊并聯(lián)運(yùn)行時(shí)的均流控制策略。并針對(duì)均流效果進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。將多個(gè)中小功率模塊電源并聯(lián)可以共同承擔(dān)大功率的輸出，組成分布式電源系統(tǒng)。與傳統(tǒng)的集中式電源系統(tǒng)相比， 它可以通過(guò)改變并聯(lián)模塊的數(shù)量來(lái)滿(mǎn)足負(fù)載的大功率要求而無(wú)須重新設(shè)計(jì)電源系統(tǒng)。電源并聯(lián)運(yùn)行是電源產(chǎn)品模塊化、大容量化的一個(gè)有效方法。同時(shí)電源N+n 的冗余并聯(lián)運(yùn)行模式可以提高電源系統(tǒng)可靠性。由于各單元模塊輸出電壓不完全相同，輸出阻抗也不一致，若直接并聯(lián)，會(huì)使其承受不均衡負(fù)載， 導(dǎo)致某些電源模塊因輸出電流偏大而縮短壽命，甚至因過(guò)流發(fā)生故障，因此必須采取均流措施來(lái)均衡各個(gè)電源

8、模塊的輸出電流。2 總體設(shè)計(jì)2.1 課題方案的研究本系統(tǒng)全部采用TI公司的優(yōu)質(zhì)芯片，以較為簡(jiǎn)單的方案實(shí)現(xiàn)了題目的全部功能和要求。主要表現(xiàn)為：（1）兩路獨(dú)立電源能在通常情況7.5V-9.5V內(nèi)調(diào)整，輸出1A以上電流，效率達(dá)到85%，紋波小于50mV。（2）兩路進(jìn)行均流后，在不同負(fù)載下（輸出電流01A），不均流度3%以?xún)?nèi)。（3）單路電流超過(guò)1.2A，能迅速保護(hù)，并會(huì)自動(dòng)嘗試負(fù)載是否恢復(fù)正常。2.2 DC-DC轉(zhuǎn)換方法及實(shí)現(xiàn)方案的論證與選擇方案一：采用MB3759。PWM控制器(MB3759)的反饋通道由電壓誤差放大器EA、PWM比較器和鎖存器及驅(qū)動(dòng)電路組成。管腳1作為直流輸出電壓的反饋信號(hào)，管腳2

9、與芯片輸出的參考電壓相連，作為誤差放大器的參考輸入，管腳3輸入主電路的電壓反饋。 受時(shí)鐘脈沖觸發(fā)，功率管開(kāi)通，電感電流上升到由EA輸出決定的門(mén)限值時(shí)，PWM比較器翻轉(zhuǎn)，鎖存器復(fù)位，驅(qū)動(dòng)脈沖關(guān)斷功率管，電感電流下降，直到下一個(gè)時(shí)鐘脈沖到來(lái)，鎖存器置位，開(kāi)關(guān)管重新開(kāi)通。輸入電壓變化時(shí)，電感電流的上升斜率變化，輸出占空比改變以抑制輸入電壓的變化，這是一個(gè)前饋調(diào)節(jié)過(guò)程，響應(yīng)極快；負(fù)載擾動(dòng)則是通過(guò)EA改變電流門(mén)限值進(jìn)行調(diào)節(jié)的。MB3759的芯片外圍電路如圖2-1。圖2-1 MB3759芯片外圍電路方案二：采用TI 公司的集成芯片TPS5430。該芯片內(nèi)部集成110 m的MOS 開(kāi)關(guān)管，效率高達(dá)95%，輸

10、出電流最高3A，能夠滿(mǎn)足題目的要求。該芯片固定為500KHz 開(kāi)關(guān)頻率，可以采用較小的濾波電容、電感消除紋波。而且此芯片只需要配合少許外部原件便可精確、穩(wěn)定地得到輸出電壓。所以我們采用TPS5430芯片作為DC-DC模塊的主器件。如圖2-2是TPS5430典型應(yīng)用電路。圖2-2 TPS5430的典型應(yīng)用電路2.3系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)經(jīng)過(guò)方案的論證和比較，最后的設(shè)計(jì)如下：電源芯片采用開(kāi)關(guān)電源芯片TPS5430和均流芯片UCC29002。3 硬件電路的設(shè)計(jì)電路的硬件部分主要包括：開(kāi)關(guān)電源芯片TPS5430模塊、均流芯片UCC29002模塊。3.1 穩(wěn)壓模塊的設(shè)計(jì)3.1.1 TPS5430的介紹TPS543

11、0是TI公司最新推出的一款性能優(yōu)越的DC /DC開(kāi)關(guān)電源轉(zhuǎn)換芯片。TPS5430具有良好的特性, 其各項(xiàng)性能及主要參數(shù)如下:高電流輸出: 3A (峰值4A) ; 寬電壓輸入范圍: 5.536V;高轉(zhuǎn)換效率: 最佳狀況可達(dá)95%; 寬電壓輸出范圍: 最低可以調(diào)整降到1.2V;內(nèi)部補(bǔ)償最小化了外部器件數(shù)量; 固定500kHz轉(zhuǎn)換速率;有過(guò)流保護(hù)及熱關(guān)斷功能; 具有開(kāi)關(guān)使能腳, 關(guān)狀態(tài)僅有17uA靜止電流;內(nèi)部軟啟動(dòng)。與其他同類(lèi)型直流開(kāi)關(guān)電源轉(zhuǎn)換芯片相比, TPS5430的高轉(zhuǎn)換效率特別值得關(guān)注。如圖3-1是在12V輸入電壓、5V輸出電壓時(shí)TPS5430轉(zhuǎn)換效率與輸出電流的關(guān)系曲線(xiàn)圖。圖3-1 TP

12、S5430轉(zhuǎn)換效率與輸出電流的關(guān)系曲線(xiàn)圖TPS5430功能和結(jié)構(gòu)：(1) 管腳說(shuō)明:TPS5430采取8腳SO IC PowerPADTM封裝, 如圖3-2為T(mén)PS5430的封裝圖。(2) 內(nèi)部結(jié)構(gòu)及功能:晶振(Oscillator) 頻率。固定500kHz轉(zhuǎn)換速率, 使得在同樣的輸出波紋要求下產(chǎn)生更小的輸出電感。基準(zhǔn)(Reference) 電壓。通過(guò)縮放溫度穩(wěn)定能隙帶電路的輸出范圍, 基準(zhǔn)電壓系統(tǒng)產(chǎn)生精確的基準(zhǔn)信號(hào)。經(jīng)測(cè)試, 在允許的溫度范圍內(nèi), 1.1221V電壓輸出時(shí)能隙帶和縮放電路保持平衡。 ENA (使能腳) 和( Slow Start) 內(nèi)部軟啟動(dòng)。當(dāng)ENA腳上的電壓超過(guò)極限電壓時(shí)

13、轉(zhuǎn)換器和內(nèi)部的軟啟動(dòng)開(kāi)始工作, 低于極限電壓,轉(zhuǎn)換器停止工作軟啟動(dòng)開(kāi)始復(fù)位。ENA腳接地或電壓小于0.15V時(shí)轉(zhuǎn)換器停止工作。ENA腳可以懸空。 UVLO (欠壓鎖定) 。TPS5430帶有UVLO電路。無(wú)論在上電或掉電過(guò)程中, 只要V IN (輸入電壓) 低于極限電壓, 轉(zhuǎn)換芯片不工作。UVLO比較器的典型遲滯值為330mV。 Boost Capacitor (啟動(dòng)電容) 。在BOOT腳和PH腳間連接0.101F的陶瓷電容, 為MOSFET的高端提供門(mén)電壓。 VSENSE (外部反饋) and Internal Compensation (內(nèi)部補(bǔ)償) 。輸出電壓通過(guò)外部電阻分壓被反饋到VSE

14、NSE腳。在穩(wěn)定狀態(tài)下, VSENSE腳的電壓等于電壓參考值11221V。TPS5430擁有內(nèi)部補(bǔ)償電路, 簡(jiǎn)化了芯片設(shè)計(jì)。 Voltage Feed Forward (電壓正反饋) 。內(nèi)部的電壓正反饋保證了無(wú)論輸入電壓如何變化電源芯片都有一個(gè)恒定的增益。這大大簡(jiǎn)化了穩(wěn)定性分析, 改進(jìn)了瞬態(tài)響應(yīng)。TPS5430的正反饋增益典型值為25。 Pulse - W idth - Modulation Control (脈寬控制) 。轉(zhuǎn)換器采取固定頻率控制方式。 Overcurrent Protection (過(guò)流保護(hù)) 。過(guò)流保護(hù)電路使得電流超過(guò)極限值時(shí), 內(nèi)部的過(guò)流指示器設(shè)置為真, 過(guò)流保護(hù)被觸發(fā)。

15、 Thermal Shutdown (熱關(guān)斷) 。接點(diǎn)溫度超過(guò)了溫度關(guān)斷點(diǎn), 電壓參數(shù)被置為地, 高端MOSFET關(guān)斷。受軟啟電路的控制, 當(dāng)接點(diǎn)溫度降到比溫度關(guān)斷點(diǎn)低14時(shí), 芯片重新啟動(dòng)。圖3-2 TPS5430封裝圖本次作品為了節(jié)省調(diào)試時(shí)間和成本，未使用散熱的9腳，直接焊接在萬(wàn)用轉(zhuǎn)接板上，并不加其他處理。經(jīng)測(cè)試發(fā)現(xiàn)，可以達(dá)到5V/1A的設(shè)計(jì)要求，并且芯片短時(shí)間內(nèi)不會(huì)很燙，可以達(dá)到實(shí)用要求。作為DC 變換電源芯片，體積如此小且不加散熱，能達(dá)到此設(shè)計(jì)必須要求芯片效率高。根據(jù)官方Datasheet 及相關(guān)產(chǎn)品開(kāi)發(fā)手記，此芯片最高效率可達(dá)95%。雖然使用面包板搭成整塊電路，但是布線(xiàn)上嚴(yán)格遵循了開(kāi)

16、關(guān)電源的布線(xiàn)要領(lǐng)。圖3-3是官方Datasheet 給出的參考布線(xiàn)：圖3-3 參考布線(xiàn)圖 PowerPAD要求與地相連, 可在芯片正下方放置焊盤(pán), 并打過(guò)孔, 以方便正確焊接。對(duì)ENA腳沒(méi)有特殊要求時(shí)可懸空, 也可預(yù)留出信號(hào)過(guò)孔。參考此圖在面包板上稍加改進(jìn)，測(cè)試可以達(dá)到設(shè)計(jì)要求（100mV以?xún)?nèi)）。電路使用了很多貼片元件，減小了走線(xiàn)對(duì)參數(shù)的影響。電路中標(biāo)有PH 的線(xiàn)對(duì)電路紋波影響較大。輸出儲(chǔ)能回路，采用了儲(chǔ)能比較大的環(huán)形電感和ESR 值及漏電比較小的鉭電解電容。起初，我們采用了22uH 的開(kāi)環(huán)式電感，相比較大多數(shù)設(shè)計(jì)方案，電感選取值比較小，不利于儲(chǔ)能，而且理論上認(rèn)為，開(kāi)環(huán)電感對(duì)電路影響會(huì)比較大。

17、于是換用50uH的環(huán)形電感進(jìn)行比較。結(jié)果發(fā)現(xiàn)效果并不明顯。開(kāi)關(guān)電源的頻率越高，儲(chǔ)能電感和電容就可以越小，使用此芯片時(shí)，22uH 的小電感完全可以滿(mǎn)足要求，而且利于把電源體積做小，節(jié)約成本。鉭電容的性能好，而且價(jià)格較鎳電容低廉。采用電容并聯(lián)，實(shí)現(xiàn)大容量、低ESR 值。由于貼片鉭電容耐壓值的缺陷，不宜選用太大的電感，否則通電瞬間的高電動(dòng)勢(shì)會(huì)燒毀電容。芯片2、3 腳雖然無(wú)電氣連接，設(shè)計(jì)電路時(shí)必須將這兩腳懸空。兩腳上存在干擾噪聲，如果不懸空，會(huì)對(duì)電路造成很大影響。3.1.2 穩(wěn)壓模塊原理圖本次設(shè)計(jì)采用了具有高轉(zhuǎn)換效率的TSP5430.如圖3-4是穩(wěn)壓模塊原理圖:圖3-4 穩(wěn)壓模塊原理圖元件的選擇:輸入

18、電容。TPS5430需要一個(gè)稍大些的退耦電容。這里推薦10F (C 1) 的高性能陶瓷電容。也可以選擇小一點(diǎn)的電容, 但要滿(mǎn)足輸入電壓和額定電流波紋要求。輸出濾波器件。輸出濾波器件, 即L 1、C 3。TPS5430具有內(nèi)部補(bǔ)償電路。輸出電感與最大輸出電流有關(guān), 這里選擇100H電感。輸出電容是影響額定電壓、額定波紋電流和等價(jià)阻抗( ESR) 的重要設(shè)計(jì)因素。此應(yīng)用中選擇100F輸出電容。輸出電壓設(shè)置。輸出電壓由VSENSE腳的電阻(R 1、R 2 ) 決定。輸出電壓8V, R1為1.5k, 則確定R2為3k。 BOOT (啟動(dòng)) 電容。BOOT電容C 2選擇0.01F。捕獲二極管。TPS54

19、30需要外部捕獲二極管, 選擇D1肖特基二極管。3.2 均流芯片的模塊設(shè)計(jì) UCC29002的介紹在分布式電源系統(tǒng)中，并聯(lián)工作的各個(gè)電源模塊特性不可能完全一致，如不采取措施可能會(huì)導(dǎo)致某個(gè)模塊承受較大的電流壓力，引起該模塊甚至整個(gè)系統(tǒng)的故障。因此，在多模塊并聯(lián)運(yùn)行系統(tǒng)中必須引入有效的均流控制策略，從而使各模塊均勻地承擔(dān)負(fù)載功率，提高系統(tǒng)的可靠性。目前，開(kāi)關(guān)電源并聯(lián)系統(tǒng)常用的均流方法有：輸出阻抗法、主從均流法、平均電流自動(dòng)均流法、最大電流自動(dòng)均流法和外加均流控制器法等，其中最大電流自動(dòng)均流法因其均流精度高、負(fù)載調(diào)整率高、動(dòng)態(tài)響應(yīng)好、易于實(shí)現(xiàn)冗余的優(yōu)點(diǎn)而得到廣泛應(yīng)用。其工作原理是：在n個(gè)并聯(lián)的模塊中

20、，輸出電流最大的模塊，將自動(dòng)成為主模塊，其余的模塊則為從模塊。各從模塊的電壓誤差依次被整定，以校正負(fù)載電流分配的不均衡。采用這種方法可以較好地實(shí)現(xiàn)冗余，不會(huì)因某一個(gè)模塊的故障而影響整個(gè)系統(tǒng)的運(yùn)行。 UCC29002是根據(jù)最大電流自動(dòng)均流法開(kāi)發(fā)的8引腳均流控制器，它提供了多個(gè)獨(dú)立電源或者DC/DC模塊并聯(lián)均流所需的所有功能。其主要特點(diǎn)是：(1)精度高：全負(fù)載范圍均流誤差小于1%；(2)可高端和低端檢測(cè)電流；(3)超低失調(diào)電壓的電流檢測(cè)放大器；(4)全量程可調(diào)節(jié)；(5)均流總線(xiàn)對(duì)地短路或接電源正極短路保護(hù)；(6)小尺寸8管腳MSOP封裝，外圍器件少；(7)工作溫度范圍：-40°+105&

21、#176;。如圖3-5是UCC29002的封裝圖：圖3-5 UCC29002的封裝圖如圖3-6為UCC29002內(nèi)部框圖。其均流基本過(guò)程為：電流檢測(cè)電阻在模塊電源的輸出端檢測(cè)到一個(gè)與模塊電源輸出電流成比例的信號(hào)，送入電流檢測(cè)放大器，而電流檢測(cè)放大器的輸出與模塊電源的輸出電流成正比例，且作為輸入信號(hào)供給均流驅(qū)動(dòng)放大器的正輸入端。由于均流驅(qū)動(dòng)放大器增益為1，所以均流驅(qū)動(dòng)放大器與電流檢測(cè)放大器的輸出電壓相等。當(dāng)該電壓相對(duì)于所有模塊電源的電位為最高時(shí)，則該電源模塊稱(chēng)為主模塊，主模塊均流驅(qū)動(dòng)放大器的輸出決定了均流母線(xiàn)電壓。其他模塊電源成為從模塊，由于串聯(lián)在均流驅(qū)動(dòng)放大器輸出端的二極管的作用，從模塊的均流

22、驅(qū)動(dòng)放大器輸出不與均流母線(xiàn)相通。圖3-6 UCC29002內(nèi)部框圖誤差放大器穩(wěn)定狀態(tài)的輸出電壓是電流檢測(cè)放大器的輸出與均流檢測(cè)放大器輸出電壓差的函數(shù)。當(dāng)工作在主模塊狀態(tài)時(shí)電壓差為零時(shí)，為確保誤差放大器正確的輸出狀態(tài)，有25 mV的偏置電壓串聯(lián)在它的反向輸入端，以增加主從模塊之間的轉(zhuǎn)換裕度。同時(shí)將確保工作在主模塊狀態(tài)的誤差放大器輸出為零，但所有的從模塊均產(chǎn)生非零的誤差電壓，該誤差電壓與各模塊電源電流檢測(cè)放大器的輸出和母線(xiàn)電壓之差成比例的。誤差電壓用來(lái)調(diào)整模塊電源的輸出電壓，以平衡所有并聯(lián)模塊電源的負(fù)載電流，這是通過(guò)調(diào)整放大器和緩沖三極管來(lái)實(shí)現(xiàn)的。調(diào)整放大器輸出的誤差信號(hào)用于驅(qū)動(dòng)緩沖三極管。誤差信

23、號(hào)定義為iADJ，通過(guò)iADJ改變RADJUST上的電壓來(lái)調(diào)節(jié)模塊電源的輸出電壓，從而實(shí)現(xiàn)模塊電源間的均流。誤動(dòng)作保護(hù)單元通過(guò)比較CSO和LS端的值防止均流總線(xiàn)對(duì)地短路或接電源正極短路。當(dāng)控制芯片發(fā)生故障時(shí)，通過(guò)控制調(diào)整放大器啟動(dòng)和調(diào)整邏輯單元，防止輸出錯(cuò)誤的調(diào)節(jié)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)對(duì)系統(tǒng)的保護(hù)。在最理想的情況下該芯片能達(dá)到好于1%的均流效果。實(shí)際使用中，本作品在大電流時(shí)可以達(dá)到4%的均流效果。由于多路電源均流技術(shù)還在發(fā)展，使用UCC29002 時(shí)參考資料比較少。影響該芯片均流效果的主要是adj R 。經(jīng)過(guò)嘗試發(fā)現(xiàn)在本電路中該電阻取80 歐左右比較合適。EAO 端取10uF 和100 歐作為放電端。對(duì)均

24、流效果影響較大的還與取樣電阻有關(guān)。由于電源芯片精度較高，小阻值取樣電阻如果誤差較大，電路效果就會(huì)很差。本電路使用千分之一精度的0.05歐取樣電阻，滿(mǎn)足設(shè)計(jì)要求。由于條件所限，未能找到更小一點(diǎn)的取樣電阻。更小的取樣電阻可以提高電源整體效率。實(shí)際制作電路時(shí)，差動(dòng)放大器的外圍電阻是經(jīng)過(guò)四位半萬(wàn)用表實(shí)際量取的，保證了放大器本身的低誤差。 3.2.2 均流芯片模塊設(shè)計(jì)的實(shí)現(xiàn)如圖3-7是加入U(xiǎn)CC29002后的電路:圖3-7 加入U(xiǎn)CC29002后的電路在幾路電源的UCC29002的均流母線(xiàn)連接后，系統(tǒng)會(huì)自動(dòng)選出電流最大的一路。此路UCC29002內(nèi)部的三極管截止，即沒(méi)有電流流入其ADJ腳，故該路中只是反

25、饋線(xiàn)上比無(wú)UCC29002時(shí)多了一個(gè)小電阻（R4，在此取66）。而在電流較小的另一路電源中，UCC29002內(nèi)部三極管導(dǎo)通，該三極管發(fā)射極有一個(gè)500電阻到地，此時(shí)通過(guò)該三極管的電流即為VEAO /500。有此附加電流流過(guò)R4后，A點(diǎn)電壓下降，從而B(niǎo)點(diǎn)基準(zhǔn)電壓也下降，而不再是1.22V。此時(shí)為了使VSENCE恢復(fù)到1.22V，TPS5430將增加PWM脈沖寬度，增加VOUT 從而提高該路電流輸出，達(dá)到均流目的。在電流取樣中，我們使用了5K的取樣電阻。為了將該路電流值讀入單片機(jī)，實(shí)現(xiàn)更精確的過(guò)流保護(hù)，我們?cè)鴮CC29002內(nèi)部差動(dòng)放大器提供一個(gè)很大的放大倍數(shù)，但導(dǎo)致了差動(dòng)放大器的工作不穩(wěn)定，同

26、時(shí)均流誤差也很大。綜合考慮均流誤差和過(guò)流保護(hù)，我們將放大倍數(shù)減小為100倍。在R4的選擇上，我們?cè)囼?yàn)了20100。當(dāng)R4取20時(shí)，只有當(dāng)兩路電流相差較小時(shí)，系統(tǒng)才具有較好的調(diào)節(jié)能力。當(dāng)R4取100時(shí)，系統(tǒng)對(duì)電流有較強(qiáng)的調(diào)節(jié)能力，但對(duì)輸出電壓有較大影響。為了兼顧均流能力及輸出電壓的穩(wěn)定，我做出了折中的選擇，將R4選定為66。均流芯片的模塊設(shè)計(jì)原理圖 如圖3-8是UCC29002均流模塊原理圖1,如圖3-9是UCC29002均流模塊原理圖2：圖3-8 UCC29002均流模塊原理圖1圖3-9 UCC29002均流模塊原理圖2以下是均流模塊原理圖中涉及的原器件以及原理的介紹:1.電流采樣放大器cur

27、rent sense amplifier (CS，CS，CSO):UCC29002的電流采樣放大器通過(guò)一低值電流采樣電阻器便可獲得高精度和較高幅值的電壓。但應(yīng)注意其放大倍數(shù)的設(shè)定應(yīng)滿(mǎn)足CSO的輸出電壓小于供電電源的電壓。2.均流總線(xiàn)電壓驅(qū)動(dòng)放大器 load share bus driver amplifier (CSO):此放大器事實(shí)上實(shí)現(xiàn)一個(gè)無(wú)壓降的理想二極管功能，把二極管放置在放大器的反饋環(huán)內(nèi)，二極管功能自動(dòng)地被建立起來(lái)。均流總線(xiàn)驅(qū)動(dòng)放大器能把自己的輸出電流感應(yīng)電壓反饋到總線(xiàn)（LS）上，而當(dāng)母線(xiàn)電壓則不會(huì)倒灌回CSO端。3.均流總線(xiàn)電壓接收放大器load share bus receive

28、r amplifier (LS):此放大器是一電壓跟隨器，把總線(xiàn)電壓反饋回內(nèi)部供比較器用，同時(shí)也保證了均流總線(xiàn)在UC39002內(nèi)部沒(méi)有負(fù)載。 4誤差放大器error amplifier (EAO):放大器的同相輸入端連接均流總線(xiàn)的反饋電壓，反相輸入端連接自的輸出電流感應(yīng)電壓，比較后的輸出電壓即為誤差電壓，并在輸出端并接3V穩(wěn)壓管，對(duì)電壓峰值予于限制，再給下一級(jí)調(diào)節(jié)放大器使用。5調(diào)節(jié)放大器輸出adjust amplifier output (ADJ):內(nèi)置了500下拉電阻，及用于調(diào)節(jié)的三極晶體管，采用集電極開(kāi)路輸出，可用于外接電阻及其它電路。晶體管的電流，即（ADJ）的輸入電流便受控于誤差放大器

29、的輸出電壓(EAO)。 6保護(hù)邏輯電路:（1）在待機(jī)情況下均流母線(xiàn)自動(dòng)不聯(lián)接（2）均流母線(xiàn)對(duì)地短路或接至電源能自動(dòng)保護(hù)（3）供電電源過(guò)欠壓保護(hù)（4）啟動(dòng)邏輯電路3.3電流取樣模塊如圖3-10是電流取樣模塊原理圖：圖3-10 電流取樣模塊原理圖UA741是比較器。當(dāng)取樣電流發(fā)生變化時(shí)，UA741輸出發(fā)生變化，導(dǎo)致繼電器中的電感線(xiàn)圈產(chǎn)生電流，從而使繼電器工作。這樣取樣電阻短接，兩路均流電路的取樣電阻之比為2:1，電流之比也為2:1。4.系統(tǒng)的分析與計(jì)算4.1 DC-DC轉(zhuǎn)換模塊的設(shè)計(jì)TPS5430 內(nèi)部集成了PWM 產(chǎn)生電路、高位場(chǎng)效應(yīng)管驅(qū)動(dòng)電路以及低導(dǎo)通電阻的NMOS 管，所以TPS5430的外

30、圍電路只需一個(gè)自舉電容、輸出濾波器以及反饋電阻即可。4.2 二極管的選取要想做到高效率,續(xù)流二極管的壓降要小并且恢復(fù)速度足夠快。普通的二極管，正向壓降比較大。同時(shí)，由于開(kāi)關(guān)管高速地在導(dǎo)通與截止?fàn)顟B(tài)之間轉(zhuǎn)換，二極管反應(yīng)速度不夠快，二極管會(huì)大量發(fā)熱并且使TPS5430的輸出波形也會(huì)受到影響，整個(gè)系統(tǒng)的效率很低。肖特基二極管同時(shí)擁有低壓降和快恢復(fù)的特性，是不錯(cuò)的選擇。考慮到通過(guò)二極管的瞬態(tài)尖峰電流可能達(dá)到2A，我們選擇了肖特基二極管SB540，它的反向耐壓值為40V，可承受的瞬態(tài)尖峰電流能達(dá)到50A。4.3 輸出濾波器電感和電容是DC-DC 輸出濾波器的關(guān)鍵，他們共同擔(dān)負(fù)著儲(chǔ)能與濾波的作用。在設(shè)計(jì)輸

31、出濾波器時(shí)，我們可以選擇一階LC濾波器或二階甚至更高階LC濾波器。但考慮到本題目對(duì)效率及紋波的要求，我們決定選擇低階濾波，以降低濾波器的消耗。通過(guò)對(duì)電感和電容的計(jì)算與測(cè)試，我們發(fā)現(xiàn)一階LC 濾波器即可滿(mǎn)足本題目對(duì)紋波的要求。由于TPS5430 開(kāi)關(guān)管的工作頻率為500KHz，頻率較高，故對(duì)電容電感的選擇已經(jīng)較為苛刻。輸出紋波電壓一般是輸出電感上紋波電流流過(guò)輸出電容的等效電阻形成的，為了降低紋波，我們需要盡量降低輸出電感的匝間電容和輸出電容的等效電阻。而低ESR的電解電容都較為昂貴，故我們?cè)陔姼猩线M(jìn)行改進(jìn)。通過(guò)對(duì)電感最佳值的計(jì)算，并考慮到電感中的漏磁會(huì)對(duì)電路產(chǎn)生干擾，我們選擇了100H 帶磁屏蔽

32、的電感，經(jīng)過(guò)實(shí)測(cè)，可以將滿(mǎn)載時(shí)的紋波電壓控制在峰峰值30mV左右。4.4 電感的計(jì)算由于TPS5430采用自舉的方法驅(qū)動(dòng)內(nèi)部NMOS管，經(jīng)實(shí)際測(cè)量，在TPS5430輸入電壓為8V時(shí)，其N(xiāo)MOS管漏極電壓為13V。假設(shè)輸出電容足夠大，則在NMOS管截止時(shí) = Vout =135 = 8。其中， = 電感兩端電壓，= NMOS管漏極電壓，Vout = 輸出電壓，假設(shè)紋波電流峰峰值不超過(guò)滿(mǎn)負(fù)載電流的30%，即Di = 1A × 30% = 0.3A。TPS5430的工作周期為。假設(shè)在滿(mǎn)負(fù)載輸出時(shí)PWM占空比位65%，所以導(dǎo)通時(shí)間為電感值可以由以下公式計(jì)算：式中，L = 要求的電感，單位為H

33、， Dt單位為s， Di單位為A，VL單位為V因此，,由于最低輸出電壓為4.5V，且為使紋波電壓（即紋波電流）進(jìn)一步減小，故應(yīng)適量使用更大的電感，在此選擇電感值為100H。4.5輸出電容的計(jì)算式中， Di為輸出電流變化量，單位為ADt為導(dǎo)通時(shí)間，單位為s, 為輸出紋波電壓峰峰值，單位為V，此處假設(shè)允許輸出紋波為0.1V,因此，,但當(dāng)電源的負(fù)載從最大突然變?yōu)榱銜r(shí)，電感中儲(chǔ)存的能量將會(huì)傳送到電容中，但輸出電容為3.9F將會(huì)出現(xiàn)嚴(yán)重的過(guò)沖電壓，這是不允許的，故從能量的角度，其中，I = 最大輸出電流 = 1A, = 最大輸出電壓 = 5.5V, = 正常輸出電壓 = 5V,因此，電容最小值為 ,再者

34、，為了得到更好的紋波效果，及更好的防止過(guò)沖的發(fā)生，該電容在實(shí)際應(yīng)用時(shí)最終選擇了100F。5.硬件電路制作制作電子產(chǎn)品很大的一部分要花在PCB的設(shè)計(jì)制作中，特別對(duì)與復(fù)雜的電子線(xiàn)路更是如此。以下就是PCB設(shè)計(jì)的總體流程。 (1)首先畫(huà)好電原理圖，加載各元器件的封裝，為PCB設(shè)計(jì)做好準(zhǔn)備。 (2)進(jìn)行PCB更新，加載網(wǎng)絡(luò)表。 (3)進(jìn)行規(guī)則設(shè)置，因?yàn)殡娐份^為簡(jiǎn)單，采用單面板敷設(shè)。 (4)元器件自動(dòng)布局，再進(jìn)行手動(dòng)調(diào)整。 (5)進(jìn)行自動(dòng)布線(xiàn)，和手動(dòng)修改，將布好線(xiàn)的PCB圖進(jìn)行完善，如地線(xiàn)加粗等，PCB圖如附錄3所示。 (6)PCB輸出 。 (7)打印底圖，接下來(lái)就是圖形轉(zhuǎn)移，通過(guò)高溫壓制把打印出來(lái)的底

35、圖附到銅板上。 (8) (1)電路組裝可是一門(mén)技術(shù)活，首先要熟悉PCB的結(jié)構(gòu)，然后對(duì)應(yīng)原理圖準(zhǔn)確的放置元器件的位置。(2)元器件是不能混淆的，特別是電阻容易讀錯(cuò)。焊電路時(shí)要特別專(zhuān)心，這樣是為了防止?fàn)C傷。根據(jù)電路原理圖先設(shè)計(jì)好元器件的布局、銅箔走線(xiàn)圖；然后按照?qǐng)D紙依次安裝元件，焊接引腳固定并剪腳，安裝順序是先小元件后大元件，這樣會(huì)比較方便，而且元器件整體感覺(jué)也會(huì)很美觀(guān)。一些容易受靜電損傷的半導(dǎo)體器件要最后安裝；最后才來(lái)連通走線(xiàn)。(3)走線(xiàn)的連接雖然可以使用跨接方式，但為了方便今后正式產(chǎn)品的PCB布板要求，應(yīng)盡量少用跨接或非規(guī)范的跳線(xiàn)。長(zhǎng)距離的走線(xiàn)分段焊接固定，間距較小、容易碰線(xiàn)的走線(xiàn)宜使用絕緣導(dǎo)

36、線(xiàn)，如漆包線(xiàn)、塑皮硬線(xiàn)等，線(xiàn)徑應(yīng)根據(jù)電流大小確定，電源線(xiàn)應(yīng)加粗，如果沒(méi)有電流要求，一般選用0.5mm左右線(xiàn)徑。 6. 系統(tǒng)的調(diào)試與性能指標(biāo)6.1 硬件調(diào)試（1）此題目無(wú)論對(duì)于控制電壓輸出要求都非常高，其穩(wěn)定性、精度直接影響最終結(jié)果。我們采取了一些抗干擾措施。例如引線(xiàn)盡量短，加大散熱的考慮，減少交叉，挑選質(zhì)量過(guò)硬的元件，每個(gè)芯片的電源與地之間都接有濾波電路。實(shí)踐證明，這些措施對(duì)消除某些引腳上的“毛刺”及高頻噪聲起到了很好的效果。（2）因?yàn)椴糠帜K的電壓電流都較高，在調(diào)試過(guò)程中注意了過(guò)流保護(hù)和尖峰電壓的處理，以免燒壞電路。(3)如圖6-1是硬件調(diào)試圖:圖6-1 硬件調(diào)試圖6.2指標(biāo)測(cè)試空載輸出電壓

37、：將電源的輸入電壓調(diào)至開(kāi)關(guān)電源的額定電壓，用萬(wàn)用表測(cè)試電源的輸出電壓，圖6-2就是測(cè)試圖。電源電路VVinVinV圖6-2 空載接線(xiàn)示意圖額定負(fù)載下電源輸出：這一步測(cè)試包括額定輸出電壓和電流的測(cè)試，首先要確定電源的額定負(fù)載，一般選擇電阻作為負(fù)載。額定負(fù)載計(jì)算公式： （6-1）注：式中 R0 為額定負(fù)載電阻值，U 為標(biāo)稱(chēng)輸出電壓值，P 為額定功率。確定了額定負(fù)載以后，將電源額定輸入電壓接上，接通電源的負(fù)載回路，在負(fù)載回路中串一個(gè)電流表(為安全計(jì)，推薦采用串入精密分流電阻器測(cè)其壓降，換算為電流值)，測(cè)試回路中的電流，用萬(wàn)用表電壓檔測(cè)試開(kāi)關(guān)電源輸出電壓。并記錄電壓電流值。接線(xiàn)圖如6-3所示，圖中 R

38、0 為額定假負(fù)載，采用50/100W電阻代替。 電源VA24v100w圖 6-3 額定負(fù)載接線(xiàn)示意圖通過(guò)測(cè)試，當(dāng)空載（無(wú)窮大）時(shí)，電壓表側(cè)得輸出電壓=8.12V；當(dāng)調(diào)整負(fù)載電阻至額定輸出功率工作狀態(tài)，供電系統(tǒng)的直流輸出電壓=7.92V，其誤差為0.2V，其符合范圍。50/100W電阻圖 6-4 功率測(cè)試示意圖保持輸入電壓不變，用數(shù)字電壓表測(cè)得輸出主電壓、輸出電流 、輸入電壓、輸入電流，數(shù)據(jù)如表6-1所示：表6-1 電壓、電流數(shù)據(jù)記錄輸入電壓 輸入電流 輸出電壓 輸出電流24V 1.39A 8.13V 3.42A額定輸出功率工作狀態(tài)下，供電系統(tǒng)的效率經(jīng)測(cè)定為80.34%，符合不低于60%標(biāo)準(zhǔn)。調(diào)

39、整負(fù)載電阻，保持輸出電壓U0=8.0±0.4V，使兩個(gè)模塊輸出電流之和=1.0A ,經(jīng)測(cè)定可以實(shí)現(xiàn)按=1:1 模式自動(dòng)分配電流，而且每個(gè)模塊的輸出電流的相對(duì)誤差絕對(duì)值不大于5%。如圖6-5是當(dāng)輸出電流之比為=1:1時(shí)的測(cè)試圖;表6-2是當(dāng)輸出電流之比為=1:1時(shí)的數(shù)據(jù)。輸出電流比為=1:2時(shí)的分流精度測(cè)試調(diào)整負(fù)載電阻，保持輸出電壓U0=8.0±0.4V，使兩個(gè)模塊輸出電流之和=1.5A ，經(jīng)測(cè)定當(dāng)電流之和達(dá)到1.5A時(shí)，繼電器有反應(yīng)，按= 1:2 模式自動(dòng)分配電流，且每個(gè)模塊輸出電流的相對(duì)誤差絕對(duì)值不大于5%。如圖6-5是當(dāng)輸出電流之比為=1:2時(shí)的測(cè)試圖;表6-2是當(dāng)輸出電流之比為=1:2時(shí)的數(shù)據(jù)。電源1電源1AAA圖6-5 輸出電流比為=1:1和=1:2時(shí)的測(cè)試圖表6-2 輸出電流比為=1:1和=1:2時(shí)的分流精度測(cè)試比例系數(shù)輸出電壓(V)通過(guò)支路1的電流(A)輸出電流的相對(duì)誤差通過(guò)支路2的電流(A)輸出電流 的相對(duì)誤差1:1(負(fù)載電流=1.0A時(shí))8.010.524%0.5102%1:2(負(fù)載電流=1.5A時(shí))8.010.5071.4%0.9970.3%7. 結(jié) 論通過(guò)介紹電源芯片TPS5430和均流芯片UCC29002的基本原理和工作特