1、. . . . 用高頻單片開關芯片設計多組開關穩壓電源1、  性能優異為便攜式設備選擇拓寬了新途徑多年來，為設計多組開關穩壓電源選擇性能價格比較高的電源控制芯片，一直是制造業心想事成的問題，這是因為電源控制芯片不是引腳多調試繁多，就是引腳少了功能不理想。而TOPSwitchlI單片開關電源是美國PI(Power Integration)公司較新推出的高頻開關電源芯片，它能將開關電源所必需的具有高壓N溝道功率MOS場效應管、電壓型PWM控制器、100kHz高頻振蕩器、高壓啟動偏置電路、基準電壓、用于環路補償的并聯偏置調整器、誤差放大器和故障保護功能塊等全部集成在一起，是屬引腳少(僅為3

2、線)功能強向的高頻開關電源芯片。 它可廣泛用于儀器儀表、筆記本電腦、VCD和DVD、電池充電器、功率放大器等領域，用它構成的開關電源具有重量輕、體積小、效率高、穩壓圍寬等優點，在電子電氣、控制、計算機等許多領域的電子設備中得到了廣泛的使用。為此本文將介紹應用TOP222Y高頻單片開關電源控制芯片為核心的多組開關穩壓電源設計方案。 2、多組(5組)開關電源設計方案 2.1以TOP222Y高頻單片開關電源控制芯片為核心的電源組成圖，見圖1所示。TOP222Y為DC/DC變換器，其芯片引腳3、2、1分別與高頻變壓器輸入與初級、輸出次級與地、輸出反饋等相連接。 

3、2.2電源電路拓撲為單端反激式 該電源電路拓撲為單端反激式，反激式則是指當功率開關管MOSFET導通時，就將電能儲存在高頻變壓器的初級線圈上；當MOSFET關斷時，向次級輸出電能。由于開關頻率高達100KHz，使得高頻變壓器能夠快速儲存、釋放能量，經高頻整流濾波后即可獲得連續輸出。2.3電源單級濾波器作用220V交流進線端接入電磁濾波器(EMl)，為了減少體積和降低成本，單片開關電源一般采用簡易式單級濾波器。L1用來濾除共模干擾，C1、C2用來濾除串模干擾。電源濾波器的作用：一方面是濾除由電網傳來的雜波電壓，凈化輸入電源，另一方面也阻止高頻開關電源的振蕩電壓竄入電網干擾其它電器。2.

4、4整流與DC/DC變換器 市電經整流和電容濾波后，變成308V的直流電壓供給TOP222Y器件，TOP222Y構成DC/DC變換器，它將輸入的直流高壓變成脈寬可調的高頻脈沖電壓，經高頻變壓器降壓后再進行半波整流和濾波，變成所需要的直流電壓輸出。2.5瞬態電壓抑制電路阻塞二極管D6與瞬態電壓抑制器D5組成吸收電路，吸收功率器件在關斷過程中由于變壓器漏感產生的尖峰電壓，當TOP222Y功率管導通時初極變壓器的電壓極性為上端為正，下端為負，使D6截止，鉗位電路不起作用。在MOSFET截止的瞬間，初極變壓器變成下端為正，上端為負，此時D6導通，尖峰電壓就被D5吸收掉。2.6關于高頻變壓器與反

5、饋穩壓電路高頻變壓器的次級有5個繞組，其中的13.2V/300mA繞組V1為主繞組控制TOP222Y器件的脈寬，即這一組輸出電壓為PWM穩壓，由并聯可編程穩壓器TL431和光電耦合器PC817與分壓電阻R4、R5完成取樣反饋工作。當輸出們電壓升高時經R4、R5分壓后得到取樣電壓與TL431中的帶隙基準電壓進行比較，使TL431陰極電位下降，使流過光電二極管工作電流If增大，再通過光耦PC817使控制端電流Ic增大，TOP222Y的輸出占空比減小，使們電壓下降。達到穩壓的目的。 電阻R3為V1輸出的最小負載，用于提高輕載時的電壓調整率。當輸出電壓偏低時， R3的作用是給431提供電流偏

6、執通路。為避免剛接通電源時輸出電壓產生過沖現象，TL431的陰極與陽極之間并聯一只軟啟動電容C12。其作用分析如下：剛上電時由于C12兩端的壓降不能突變，使得VKA=O，TL431不工作。隨著整流濾波器的輸出電壓逐漸升高，光耦二極管(LED)上的電流就通過R2對C12充電，使C12上的電壓不斷升高，TL431逐漸轉入正常工作狀態。輸出電壓在延遲時間緩慢上升，最終達到13.2V穩定值。 2.7取樣與反饋電阻的確定如何確定R2、R3、R4與R5的值。首先要搞清TOP管的控制特性。從TOPSwicth的技術手冊可知流入控制腳C的電流Ic與占空比D成反比關系，如圖2所示?？梢钥闯鯥c的電流應

7、在2-6mA之間，PWM會線性變化，因此PC817三極管的電流Ice也應在這個圍變化。而Ice是受二極管電流If控制的，R1的取值要保證TOP控制端取得所需要的電流，假設用PC817，其CTR=Ic/IF=0.8-1.6，從TL431的技術參數知，Vka在2.5V-36V變化時，陰極工作電流IKA可以在從1mA到100mA以很大圍里變化。當光偶CTR取低限0.8時，此進流過光二極管的最大電流，IFmax-=6/0.8=7.5mA，TL431陰極電壓VkA=Vo-VF-( IFmax×R2)>2.5V，其中VF為光偶二極管的正向壓降。VF典型值為1.2V。VkA=13.2-1.2

8、-7.5×R2>2.5VR2<1.3k(取R2=250) 431要求至少有1mA的工作電流，也就是R2的電流接近于零時，也要保證431有1mA，所以R3<=1.2V/1mA=1.2K(取R3=510即可)。R5的取值，R5的值不是任意取的，要考慮兩個因素： * 431參考輸入端的電流，一般此電流為2µA左右，為了避免此端電流影響分壓比和避免噪音的影響，一般取流過電阻R5的電流為參考段電流的100倍以上，所以此電阻要小于2.5V/200µA=12.5K*待機功耗的要求，如有此要求，在滿足R512.5K的情況下盡量取大值。取R5=

9、10K。 確定了上面幾個關系后，那R4電阻的值就好確定了。根據TL431的性能，R4、R5、Vo、Vr有固定的關系：Vo=(1+R4/R5)Vr(Vr=2.5V)由此可算出R4=43.k。3、開關電源電路主要參數的設計值此僅對各組輸出功率之和、輸出直流電壓、最大占空比、初級電流有效值與峰值、初級繞組電感值舊與初次極繞組匝數等主要參數的計算作介紹。 3.1本電源總輸出功率為各組輸出功率之和：PO=13.2×0.3+13.2×0.2+28×0.05+2×13.2×0.1+12×0.006=10.71W(反饋繞組功率為1

10、2×0.006) 若電源總的效率為80，則電源輸入的總功率應為： Pi=PO/80=10.7I/0.8=13.4W在寬圍輸入電壓條件下，TOP222Y的最大輸出功率為15W，能夠滿足本電路要求。3.2根據輸入交流電壓確定最小直流電壓、最大直流電壓假定交流輸入電壓的圍是85V-265V，輸入整流橋響應時間為tc=3mS，輸入濾波電容C3取22uf，則對于寬圍電壓輸入，輸入電容選取(2-3)PO單位µF，即對于寬圍電壓輸入，輸入電容選取(2-3)Po單位µF，按比例系數(23) µ F/W來選取。當輸入電容取33µF時(推存值)

11、，VMIN=94伏。 3.3確定最大占空比反激電源的最大占空比出現在最低輸入電壓、最大輸出功率的狀態，根據在穩態下，變壓器的磁平衡，可以有下式： 若將VOR取100V TOP漏-源電壓UDS=10V則可算出DMAX=0.6反激電壓VOR的選取不是任意的。對于寬圍電壓輸入一般取135V，對于多路電源輸出一般取100V。3.4計算初級電流有效值與峰值 單端反激式變換器初級工作方式分為兩種：連續模式和繼續模式其初級繞組電流波形如圖3所示。KRP為電流脈動系數，利用KRP的數值可以定量地描述開關電源的工作模式，0.4<KRP<1.0時處于連續模式，KRP=1時

12、處于斷續工作模式。KRP的值較小意味著更為連續的工作模式和相對較大的初級電感量，并且初級電流的峰值與有效值較小，因此可用功率較小的TOPSwitch芯片。設在最大占空比時，當開關管開通時，原邊電流為Ip1，當開關管關斷時，原邊電流上升到Ip2。若Ip1為0，則說明變換器工作于斷續模式，否則工作于連續模式。由能量守恒，得出下式：1/2·(Ipl+Ip2)*DMAX*VMIN=Pi為了提高效率，降低功率損耗，減小集膚效應，我們采用連續工作模式：我們令Ip2=2Ip1這樣就可以求出變換器的原邊峰值電流Ip2：(0.5 Ip2+ Ip2)×0.6×77=2×13

13、.4 Ip2=0.387A TOP222Y極限電流最小值IL1MIN=0.45A，極限電流最大值IL1MAX=0.55A 原邊峰值電流Ip2必須滿足: 一次繞組脈動電流 一次繞組脈動電流舊與一次繞組峰值電流，Ip2的比值 一次繞組有效值電流 3.5確定初級繞組電感值一次繞組電感量：3.6確定初次極繞組匝數 選擇E122磁芯作為磁芯選擇依據(一般選擇最大磁通密度Bm=0.2T-0.3T低于0.2T磁芯未被充分利用，高于0.3所用鐵氧體材料可能發生飽和)，Bm選擇0.25T(特斯拉)次級V2、V4、V5繞組匝數N2=N4=N5=N1=11匝 4、結束語由于TOP222Y高頻單片

14、開關電源控制芯片引腳少，所以該多組開關電源性能調試方便簡單，故障率少可靠性高。至于高頻變壓器的計算是沒有唯一的答案的，在計算過程中需要考慮大量相互關聯的設計變量，變量取值不同，其設計的結果就會有一些差異，有時理論算出的值與實際會有差異，需通過進一步調整才能滿足興實際要求。多路輸出單端反激式開關電源設計引言隨著現代科技的高速發展，功率器件的不斷更新，PWM技術的發展日趨完善，開關電源正朝著短、小、輕、薄的方向發展。本文介紹了一種基于TOPSwith系列芯片設計的小功率多路輸出ACDC開關電源的原理與設計方法。設計要求本文設計的開關電源將作為智能儀表的電源，最大功率為10 W。為了減少PCB的數量

15、和智能儀表的體積，要求電源尺寸盡量小并能將電源部分與儀表主控部分做在同一個PCB上。考慮10W的功率以與小體積的因素，電路選用單端反激電路。單端反激電路的特點是：電路簡單、體積小巧且成本低。單端反激電路由輸入濾波電路、脈寬調制電路、功率傳遞電路(由開關管和變壓器組成)、輸出整流濾波電路、誤差檢測電路(由芯片TL431與周圍元件組成)與信號傳遞電路(由隔離光耦與電阻組成)等組成。本電源設計成表面貼裝的模塊電源，其具體參數要求如下：輸出最大功率：10W輸入交流電壓：85265V輸出直流電壓電流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA紋波電壓：120mV單端反激式開關電源的控

16、制原理所謂單端是指TOPSwitch-II系列器件只有一個脈沖調制信號功率輸出端一漏極D。反激式則指當功率MOSFET導通時，就將電能儲存在高頻變壓器的初級繞組上，僅當MOSFET關斷時，才向次級輸送電能，由于開關頻率高達100kHz，使得高頻變壓器能夠快速存儲、釋放能量，經高頻整流濾波后即可獲得直流連續輸出。這也是反激式電路的基本工作原理。而反饋回路通過控制TOPSwitch器件控制端的電流來調節占空比，以達到穩壓的目的。TOPSwitch-系列芯片選型與介紹TOPSwitch-系列芯片的漏極(D)與部功率開關器件MOSFET相連，外部通過負載電感與主電源相連，在啟動狀態下通過部開關式高壓電

17、源提供部偏置電流，并設有電流檢測。控制極(C)用于占空比控制的誤差放大器和反饋電流的輸入引腳，與部并聯穩壓器連接，提供正常工作時的部偏置電流，同時也是提供旁路、自動重起和補償功能的電容連接點。源極(S)與高壓功率回路的MOSFET的源極相連，兼做初級電路的公共點與參考點。部輸出極MOSFET的占空比隨控制引腳電流的增加而線性下降，控制電壓的典型值為5.7 V，極限電壓為9 V，控制端最大允許電流為100 mA。在設計時還對閾值電壓采取了溫度補償措施，以消除因漏源導通電阻隨溫度變化而引起的漏極電流變化。當芯片結溫大于135時，過熱保護電路就輸出高電平，關斷輸出極。此時控制電壓Vc進入滯后調節模式

18、，Vc端波形也變成幅度為4.7V5.7V的鋸齒波若要重新啟動電路，需斷電后再接通電路開關，或者將Vc降至3.3V以下，再利用上電復位電路將部觸發器置零，使MOSFET恢復正常工作。采用TOPSwitch-系列設計單片開關電源時所需外接元器件少，而且器件對電路板布局以與輸入總線瞬變的敏感性大大減少，故設計十分方便，性能穩定，性價比更高。對于芯片的選擇主要考慮輸入電壓和功率。由設計要求可知，輸入電壓為寬圍輸入，輸出功率不大于10W，故選擇TOP222G。電路設計本開關電源的原理圖如圖1所示。電源主電路為反激式，C1、L1、C2，接在交流電源進線端，用于濾除電網干擾，C5接在高壓和地之間，用于濾除高

19、頻變壓器初、次級后和電容產生的共模干擾，在國際標準中被稱為"Y電容"。C1跟C5都稱作安全電容，但C1專門濾除電網線之間的串模干擾，被稱為"X電容"。為承受可能從電網線竄入的電擊，可在交流端并聯一個標稱電壓u1mA為275V的壓敏電阻VSR。鑒于在功率MOSFET關斷的瞬間，高頻變壓器的漏感產生尖峰電壓UL，另外，在原邊上會產生感應反向電動勢UOR，二者疊加在直流輸入電壓上。典型的情況下，交流輸入電壓經整流橋整流后，其最高電壓UImax=380V，UL165V，UOR=135V，貝UOR+UL+UOR680V。這就要求功率MOSFET至少能承受700V的

20、高壓，同時還必須在漏極增加鉗位電路，用以吸收尖峰電壓，保護TOP222G中的功率MOSFET。本電源的鉗位電路由D2、D3組成。其中D2為瞬態電壓抑制器(TVS)P6KE200，D3為超快恢復二極管UF4005。當MOSFET導通時，原邊電壓上端為正，下端為負，使得D3截止，鉗位電路不起作用。在MOSFET截止瞬間，原邊電壓變為下端為正，上端為負，此時D1導通，電壓被限制在200V左右。輸出環節設計以+5V輸出環節為例，次級線圈上的高頻電壓經過UF5401型100V3A的超快恢復二極管D7，由于+5V輸出功率相對較大，于是增加了后級LC濾波器，以減少輸出紋波電壓。濾波電感L2選用被稱作&quo

21、t;磁珠"的3.3H穿心電感，可濾除D7在反向恢復過程中產生的開關噪聲。對于其他兩路輸出，只需在輸出端分別加上濾波電容。其中R3、R4分別為輸出的假負載，它們能降低各自輸出端的空載和輕載電壓。反饋環節設計反饋同路主要由PC817和TL431與若干電容、電阻構成。其中U2為TL431，它為可調試精密并聯穩壓器，利用電阻R5、R6分壓獲得基準電壓值。通過調節R5、R6的值可以調節輸出電壓的穩壓值。C8為TL431的頻率補償電容，可以提高TL43l的瞬態頻率響應。C7為軟啟動電容，取C7=22F時可增加4ms的軟啟動時間，在加上TOP222G本身已有的10ms軟啟動時間，則總共為14ms。

22、U3為PC817型線性光耦合器，其電流傳輸比(CTR)圍為80160，能夠較好地滿足反饋回路的設計要求，而目前國常用的4N25、4N26屬于非線性光耦合器，不宜采用。反饋繞組上產生的電壓經D4、C9整流濾波，獲得非隔離式+12V輸出，為PC817接收管的集電極供電。由于反饋繞組輸出電流較小，次級采用D4硅高速開關管1N4148。光耦PC817能將+5V輸出與電網隔離，其發射極電流送至TOP222G的控制端，用來調節占空比。C3為控制端旁路電容，它能對控制回路進行補償并設定自動重啟頻率。當C3=47F時，自動重啟頻率為1.2Hz，即每隔0.83s檢測一次調節失控故障是否已經被排除，若確認已被排除

23、，就自動重啟開關電源恢復正常工作。R2為PC817中LED的外部限流電阻。實際上除了限流保護作用外，他對控制回路的增益也具有重要影響。當R2改變時，會依次影響到下列參數值：IFICDUO，也就相當于改變了控制回路的電流放大倍數。下面簡要分析一下反饋回路實現穩壓的工作原理。當輸出電壓UO發生波動且變化量為UO時，通過取樣電阻R5、R6分壓后，就使TL431的輸出電壓UK也產生相應的變化，進而使PC817中LED的工作電流IF改變，最后通過控制端電流IC的變化量來調節占空比D，使UO產生相反的變化，從而抵消UO的波動。上述穩壓過程可歸納為： UO UK IF IC D UO最終使UO不變。其余各路

24、輸出未加反饋，輸出電壓均由高頻變壓器的匝數來確定。變壓器設計變壓器的設計是整個電源設計的關鍵，它的好壞直接影響電源性能。磁芯與骨架的確定由于本文選用漆包線繞制，而且EE型磁芯的價格低廉，磁損耗低且適應性強，故選擇EE22，其磁芯長度A=22mm。從廠家提供的磁芯產品手冊中可查得磁芯有效橫截面積SJ=0.41cm2，有效磁路長度1=3.96cm，磁芯等效電感AL=2.4H匝2，骨架寬度b=8.43mm。確定最大占空比Dmax根據公式：其中，UOR=135V，直流輸入最小電壓值UImin=90V，MOSFET的漏-源導通電壓UDS(ON)=10V，代入上式得：Dmax=64.3，接近典型值67。D

25、max隨著輸入電壓的升高而減小。計算初級線圈中的電流輸入電流的平均值IAVG為初級峰值電流IP為： 其中，KRP為初級紋波電流IR與初級峰值電流IP的比值，當電壓為寬圍輸入時，可取0.9。將Dmax=64.3代入得，IP=0.518A。 確定初級繞組電感LP其中，損耗分配系數Z=0.5，IP=0.518A，KRP=0.4，PO=10W，代入得：LP1265H。 確定繞組繞制方法并計算各繞組的匝數初級繞組的匝數NP可以通過下式計算：其中，磁芯截面積SJ=0.41cm2，磁芯最大磁通密度BM=60，IP=0.518A，LP1265H，代入可得NP=26.6，實取30匝。 次級繞組采用堆疊式繞法，這也是變壓器生產廠家經常采用的方法，其特點是由5V繞組給12V繞組提供部分匝數，而24V繞組中則包含了5V、12V的繞組和新增加的匝數。堆疊式繞法技術先進，不僅可以節省導線，減小線圈體積，還可以增加繞組之間的互感量，加強耦合程度。以本電源為例，當5V輸出滿載而12V和24V輸出輕載時，由于5V繞組兼作12V、24V繞組的一部分，因此能減小這些繞組的漏感，可以避免因漏感使12V、24V輸出電路中的濾波電容被尖峰電