1、電子鎮流器半橋逆變輸入電路分析與設計    摘要：電子鎮流器半橋逆變輸入電路決定整機工作頻率，是影響開關功率管逆變的重要因素。通過對脈沖變壓器及理想激勵電流波形的分析，如何提高轉換速率，阻尼振蕩予以討論，指出目前存在的設計誤區，做出減少共態導通與開關損耗的新設計。 關鍵詞：轉換速率；阻尼振蕩；共態導通；開關損耗；新設計0    引言     眾所周知，電子鎮流器半橋逆變輸入電路極為重要，它直接關系到整機的工作頻率、開關損耗、轉換效率、輸出功率；同時對EMC、THD、PF等主要技術指標也有一定影響。目前比較

2、實用的技術方案是雙極型晶體管作半橋聯接，由磁環構成脈沖變壓器反饋產生自激振蕩，輸出高頻脈沖電流供熒光燈管作光電轉換。由于晶體管基區的存儲效應，延遲了關斷時間；集電結電容使輸出脈沖電流對輸入端構成不良影響；特別是輸入電路中的脈沖變壓器，當半橋逆變電路工作時，開關電流在其初級繞組中產生振鈴，其正峰值與基區存儲的正電荷合力促使開關管延遲關斷，或重復導通，這就造成“共態導通”，輕則開關損耗增大，三極管發燙，重則開機就進入二次擊穿，而且任何保護電路對它都無能為力。     為此，研究開關管迅速導通、徹底關斷的理想激勵條件，設計由雙極型晶體管構成的電子鎮流器半橋逆變輸入電路最

3、佳方案很有必要。 1    開關管迅速導通的激勵條件     雙極型晶體管的電流放大系數值并非是一個常量，而是隨信號頻率的增大而減小的。當基極注入階躍電流Ib時，集電極電流ic上升隨時間的變化是非線性的，即     ic（t）=oIb（1）（1）    式中：o為低頻時的值；             o=2f(f為晶體管共射電路截止頻率)。    

4、 若令    Tce=1/o，     則    ic（t）=oIb(1)（2）     式（2）表明，基極注入階躍電流Ib時，集電極電流ic按指數規律逐漸上升到最大值oIb。若令開啟時間tk為集電極電流ic從零上升到最大值oIb的90所需時間，上式改寫為     0.9oIb=oIb(1)（3）     解式（3）得    tk=2.3Tce（4）    

5、 根據式（4）作出圖1是基極階躍電流Ib對ic的影響。 （a）基極階段電流Ib            （b）集電極電流ic 圖1    Ib對ic的影響     舉例：電子鎮流器常用晶體管MJE13005的o=20，fT=4MHz，     則f=fT/=4MHz/20=200kHz，       Tce=1/o=1/2f0.80s，  

6、   故tk=2.3Tce1.84s     工作在30kHz左右的電子鎮流器，單個脈寬為16.7s，開啟時間占11是比較長的。而開啟時間越長，開關損耗隨著增大。如果加大注入階躍電流ib為臨界飽和電流Ib的N倍，可以使開啟時間tk相應縮短，即         oIb=oNIb（1）（5）     解式（6）得    tk=Tceln（6）     圖2是過激勵對開啟時間的影響，從曲線圖中

7、看出：N>2時，tk的減小不太明顯了。反之，激勵過大，又引起開關管的深度飽和，并消耗太多的激勵功率。對于電子鎮流器逆變電路，取N=2是合適的，即     ic（7）    式中：Icp為開關管工作時集電極電流峰值。 （a）激勵電流        （b）倍數N的影響 圖2    過激勵對開啟時間的影響     以MJE13005管為例，取過激勵倍數N=2，則tk=Tceln=0.8s×ln20.8s&#

8、215;0.7=0.56s，這一計算結果與圖2所示曲線相似，它僅為原開啟時間的3/10。 2    開關管迅速截止的激勵條件     開關管從導通到截止的物理過程與開啟時基本相同。由于基區存儲效應和集電結電容的影響，導通時的集電極電流維持在飽和值Ic=oIb，當基極注入電流Ib突然下降為零，ic不可能突變為零，而是按指數規律下降：     ic=Ic（8）     若規定下降時間tx的定義域是：當ic降到oIb的1/10時所需的時間，即    

9、0.1oIb=oIb（9）     解式（9）得    tx2.3Tce（10）     下降時間tx越長，開關損耗也越大。當電路工作在半橋逆變狀態時，一只開關管尚未完全截止而另一只開關管已開始導通的瞬間，直流回路處于短路狀態，所出現的ic峰值是驚人的，這種“共態導通”是引起開關管二次擊穿的重要原因。當開關管選定之后，縮短下降時間tx的最佳方案是基極注入反向電流，將基區存儲的大量的正電荷在極短時間內相互完全中和，實現迅速關斷的目的。設基極反向激勵電流加大為NIb時，電流ic降至oNIb（此式只限于解釋，因

10、為Vce>0，ic實際上不出現負值）。在反向激勵電流作用下，ic從Ic下降至零的時間為tx，則     0=oIb（1N）（11）     解式（11）得    tx=Tceln（12）     依照式（12）得圖3的反向激勵倍數N與截止時間的關系。如圖3所示，當N>3后，效果不太顯著。工程上一般取ib3Ib=。  （a）基極注入反向電流    （b）截止時間tx（N）關系曲線 圖3    反向

11、激勵倍數與截止時間的關系     以MJE13005為例，未加反向過激勵電流時的tx=2.3Tce1.84s，加反向過激勵，取N=3時     tx=Tceln=0.8sln=0.224s     顯然，開關管基極加上3倍的Ib反向過激勵，下降時間tx    圖4中：t1t2為開關管導通瞬時基極注入電流ib，峰值為2Ib，有助于迅速導通，縮短過渡期，減少開關損耗。  圖4    基極驅動的理想激勵電流波形   

12、60; t2t3為開關管維持導通時間，此時的Ib在滿足其導通的條件下，盡量小些，避免深度飽和，有利于減小開關管的存儲時間。     t3t4為開關管截止瞬間，其反向電流峰值達3倍的Ib值，增加其基極反向電流，從而減小存儲時間和下降時間。 3    脈沖變壓器工作狀態分析     電子鎮流器常用鐵氧體磁芯構成的環形脈沖變壓器作為驅動元件。由于激勵電壓脈沖是方波，其平頂部分含低頻分量多，而脈沖前后沿高頻分量多。這樣對脈沖變壓器的要求就嚴格了，既要求足夠的互感，又要漏感小、分布電容小。因此，具有矩形磁滯回線及磁

13、滯損耗小，飽和磁感應強度Bs高，外形為10mm×6mm× 5mm的R2K材料磁環最佳。其磁路是閉合的，漏磁最小。工藝上要盡量減小其寄生參數。     圖5為脈沖變壓器結構及等效電路。運用拉氏變換法可得到四端網絡等效電路，圖5中繞組1為初級，繞阻2為次級。Rs是訊號源的內阻，LP是漏電感，LM為磁化電感，C是分布電容，RL是開關管基極回路的折合到初級的電阻值。  （a）結構示意             

14、60;                         （b）等效電路 圖5    脈沖變壓器     當電子鎮流器的燈管、鎮流電感器和啟動電容選定之后，其振蕩頻率主要取決于開關管的基極回路、脈沖變壓器的材料、幾何尺寸、初次級繞組匝數。工程上的振蕩頻率f可由式（13）導出。  &

15、#160;  f=（13）     式中：Vs為初級繞組的驅動電壓；       N為初級繞組圈數；             s為磁芯飽和磁通密度；       S為磁環有效截面積；       K為系數，矩形波取4.0。     本文所述磁環的有效截面積S為 

16、0;   S=h=×510mm2=0.1cm2     設Vs為2.5V，s=0.45T，N取4匝，代入式（13）得     f=34.72kHz     上述計算值僅供工程技術人員在設計中作參考。實際調試中，其工作頻率還受開關管的ts值、基極輸入回路阻抗及與開關管并聯的補償電容器數值的影響而稍有偏離。     圖5為脈沖變壓器結構及等效電路。運用拉氏變換法可得到四端網絡等效電路，圖5中繞組1為初級，繞阻2為次級。Rs是訊號源的內阻，LP是漏電感

17、，LM為磁化電感，C是分布電容，RL是開關管基極回路的折合到初級的電阻值。       （a）結構示意                                    （b）等效電路圖

18、5    脈沖變壓器     當電子鎮流器的燈管、鎮流電感器和啟動電容選定之后，其振蕩頻率主要取決于開關管的基極回路、脈沖變壓器的材料、幾何尺寸、初次級繞組匝數。工程上的振蕩頻率f可由式（13）導出。     f=（13） 式中：Vs為初級繞組的驅動電壓；       N為初級繞組圈數；             s為磁芯飽和磁通密度；  

19、     S為磁環有效截面積；       K為系數，矩形波取4.0。     本文所述磁環的有效截面積S為     S=h=×510mm2=0.1cm2     設Vs為2.5V，s=0.45T，N取4匝，代入式（13）得     f=34.72kHz     上述計算值僅供工程技術人員在設計中作參考。實際調試中，其工作頻率還受開關管的ts值、基

20、極輸入回路阻抗及與開關管并聯的補償電容器數值的影響而稍有偏離。   應該引起重視的是：半橋逆變電路輸出電壓波形是典型的方波，流經脈沖變壓器繞組的電流的上升沿和下降沿會產生振鈴現象，波形發生畸變，如圖6所示。  圖6    電流的上升沿和下降沿產生的振鈴現象     對于電子鎮流器來說，下降沿的振鈴電流幅度大危害也大。產生振鈴電流的根本原因是矩形脈沖的上升沿和下降沿的過沖所造成的。由于脈沖前后沿包含著豐富的高頻成份，頻率越高，LM的感抗LM值越大，當等效阻抗足夠大時，此處就會產生振蕩。振蕩的強度與基極回路的等效阻抗有

21、關。阻尼系數可以由式（14）表示。     =（14）     根據式（14）可以繪制出圖7所示的3種阻尼曲線。 圖7    不同時的阻尼特性     取臨界阻尼=1     當>1時為過阻尼，波形上、下沿過渡緩慢，導致開關管進入放大區時間拉長，損耗增大，開關管發熱。     當<1時，雖然開關管導通，截止加速，表現為開關管溫升極低。然而，下降沿振鈴電流的上沖部分與基極存儲電荷的雙重作用下，使開關管延遲關

22、斷或重復導通，這是共態導通的元兇。     一些技術人員反映：當電路損耗調到熒光燈管消耗功率的1/10以下時，MJE13005散熱板上摸不出溫升感覺，一直工作正常。當更換燈管或電源電壓稍有變化，開機瞬間就被擊穿，百思不得其解。這一現象從<1時的理論分析可得出答案：當電源電壓升高或燈管老化，管壓增高時，等效負載電阻RL也增大；同時，開關電路的工作頻率也隨之偏離，振鈴電流驟然增大，嚴重時開機瞬間半橋逆變電路的開關管因共態導通迅速進入二次擊穿區域。振鈴輕微的工作頻率攀升，數分鐘后，功率猛增，開關管溫升達100左右，最終也會被燒毀。 4  

23、60; 輸入電路的設計 41    脈沖變壓器的設計     在電子鎮流器中，脈沖變壓器猶如人體中的心臟，它是決定電路工作效率及可靠性的關鍵。     首先是材料的選擇，為了實現理想的驅動基極電流波形，要求磁芯的起始磁導率i和飽和磁通密度BS要高些，而剩磁Br和矯頑力HO越小，越有利于電流轉換。居里溫度TC和磁阻Rm選得高些，電路工作穩定性好，損耗也小，這已成為工程技術人員的共識。選擇國產RM2KD鐵氧體材料一般能滿足要求。對于10mm×6mm×5mm磁環，測得i=2500，TC=22

24、0，BS=0.45T。     其次是脈沖變壓器的初次級繞組的確定。一般先計算出初級繞組的電感量LM。     LM=tuRL/（15） 式中：tu為脈沖持續時間；             工程上大多取0.8為脈沖頂部下降畸變系數。     按式（16）可以估算初級繞組圈數N。     N=（16） 式中：l為磁環平均磁路長度；    &

25、#160;        為鐵芯磁導率；       S為磁環截面積。     設計中，RL隨著初次級匝比、開關管基極串聯的限流電阻Rb及開關管發射極電阻的變化而變化，此等效阻抗要作適當調整。 42    基極輸入電路的設計     脈沖變壓器參數確定之后，開關管輸入電路的設計是至關重要的。設計的依據是盡量符合理想激勵電流波形。根據市場競爭的實際情況和工藝上的要求，結合脈沖變壓器的固有特

26、性，電路結構要簡單，性能要穩定，一致性好，實用性較強。     方案之一：反向二極管阻尼電路，如圖8所示。  圖8    反向二極管阻尼電路     圖8中快速恢復二極管D與開關管的基極限流電阻Rb反向并聯，基極與地之間還并聯一只防振電容器C。對于脈沖上升沿和平頂段，因D的反接而不起作用，Rb的限流作用，使ib稍大于Ib，適當調整次級繞組圈數，開關管迅速導通而不進入過飽和狀態。而當脈沖下降沿到來，D正向偏置而導通，脈沖變壓器輸出的負向過沖電流順利注入開關管基極，按dib/dt的速率將基區存儲的正

27、電荷迅速中和，瞬間進入關斷狀態。C的作用是進一步消除脈沖上升、下降沿所產生的振鈴電流，使開關管安全工作。 方案之二：RC并聯阻尼電路，如圖9所示。  圖9    RC并聯阻尼電路     圖9中RC并聯在開關管基極與地之間。阻尼電阻R的接入使防振電容C有一個放電回路，增強阻尼消振作用。同時R阻值一般與開關管的輸入阻抗相仿，約33100之間，特別是在開關管關斷時，R對脈沖變壓器的阻尼作用是明顯增強的。再一個優點在于R的接入使開關管耐壓Vcer值進一步得以提高，特別是大功率電子鎮流器，其可靠性提高是顯著的。該電路結構簡單，成本低，但很是實用。它與脈沖變壓器相配合，調試得當，工作穩定可靠。設計在燈具中，即使不設燈管開路保護電路，也不會引起電子鎮流器的損壞。     方案之三：在上述兩種方案的基礎上，開關管基極回路中串接一只2050H的電感器，對高頻振鈴電流呈現較大的阻抗，衰減也大。該方案最大優點是調試簡單，而效果達到事半功倍。     筆者就最近公告的發明專利雙重功率因數校正低波峰比電子鎮流器，設有雙重功率因數校正和低波峰比電路，高效燈