1、實驗題目:電磁場與微波實驗仿真部分班 姓 學 日級：名：號：期：_5址才卑電丸舉微波仿真實驗報告目 錄實驗一微帶分支線匹配器1.一、實驗目的1二、實驗原理11支節匹配器12. 微帶線1三、實驗內容2四、實驗步驟2五、仿真過程21、單支節匹配 22、雙支節匹配 53 思考題9五、結論與思考 10實驗二微帶多節阻抗變換器1.2一、實驗目的12二、實驗原理12三、實驗內容13四、實驗步驟13五、實驗過程141、純電阻負載14五、結論與思考 24實驗三微帶功分器26一、實驗目的26二、實驗原理261、散射矩陣262、功分器27三、實驗內容28四、實驗步驟28五、實驗過程281、計算功分器參數282、確

2、定微帶線尺寸293、繪制原理圖294、仿真輸出30五、結論與思考 34附錄：心得體會35III微波仿真實驗報告實驗一微帶分支線匹配器一、實驗目的1. 熟悉支節匹配器的匹配原理；2. 了解微帶線的基本概念和元件模型；3. 掌握Smith圖解法設計微帶線匹配網絡。二、實驗原理1支節匹配器隨著工作頻率的提高及響應波長的減小，分立元件的寄生參數效應就變得更加明顯，當波長變得明 顯小于典型的電路元件長度時，分布參數元件替代分立元件而得到廣泛應用。因此，在頻率高達一 定數值以上時，在負載和傳輸線之間并聯或串聯分支短截線，代替分立的電抗元件，實現阻抗匹配 網絡。常用的匹配電路有：支節匹配器，四分之一波長阻抗

3、變換器，指數線匹配器等。支節匹配器分單支節、雙支節和三支節匹配。這類匹配器是在主傳輸線上并聯適當的電納（或串聯 適當的電抗），用附加的反射來抵消主傳輸線上原來的反射波，以達到匹配的目的，此電納（或） 電抗元件常用一終端短路或開路段構成。單支節匹配的基本思想是選擇支節到阻抗的距離d，使其在距負載 d處向主線看去的導納Yo jB形式。然后，此短截線的電納選擇為jB，根據該電納值確定分支短截線的長度，這樣就達到匹配條件。雙支節匹配器，通過增加一支節，改進了單支節匹配器需要調節支節位置的不足，只需調節兩個分 支線的長度就能達到匹配。雙支節匹配存在匹配禁區。2. 微帶線從微波制造的觀點看，這種調諧電路是

4、方便的，因為不需要集總元件，而且并聯調諧短截線特別容 易制成微帶線或帶狀線形式。微帶線由于其結構小巧，可用印刷的方法做成平面電路，易于與其它 無源和有源微波器件集成等特點，被廣泛應用于實際微波電路中。我們仿真軟件中有專門計算微帶線特性阻抗的程序, 里。在主窗口頂部的 Window下拉菜單的TXLINE三、實驗內容已知：輸入阻抗 Zin 75負載阻抗Zl (64j35)特性阻抗Z075介質基片r 2.55， H 1mm,導體厚度T遠小于介質基片厚度 H。假定負載在2GHz時實現匹配，利用圖解法設計微帶線單支節和雙支節匹配網絡，假設雙支節網絡分支線與負載的距離 一，兩分支線之間的距離為 d2 。畫

5、出幾種可能的電路圖并且比較輸入端48反射系數幅值從1.8GHz至2.2GHz的變化。四、實驗步驟1.建立新項目，確定項目中心頻率為2GHz，步驟同實驗一的1- 3步。2將歸一化輸入阻抗和負載阻抗所在位置分別標在Y- Smith導納圖上，步驟類似實驗一的4- 6步。3. 設計單支節匹配網絡，在圓圖上確定分支線與負載的距離d以及分支線的長度I所對應的電長度，根據給定的介質基片、特性阻抗和頻率用TXLINE計算微帶線物理長度和寬度。注意在圓圖上標出的電角度 360對應二分之一波長，即X?2。4. 在設計環境中將微帶線放置在原理圖中。將微帶線的襯底材料放在原理圖中，選擇MSUB并將其拖放在原理圖中，雙

6、擊該元件打開ELEMENT OPTIONS 對話框，將介質的相對介電常數、介質厚度H、導體厚度依次輸入。注意微帶分支線處的不均勻性所引起的影響，選擇適當的模型。5. 負載阻抗選電阻與電感的串聯形式，連接各元件端口。添加PORT, GND，完成原理圖，并且 將項目頻率改為掃頻 1.8- 2.2GHz。6. 在PROJ下添加圖，添加測量，進行分析。7. 設計雙支節匹配網絡，重新建立一個新的原理圖，在圓圖上確定分支線的長度l1、l2，重復上面 步驟35。五、仿真過程1、單支節匹配在Output Equation中繪制Smith圓圖，代碼如下:第3頁-5處玄卑當丸皐微波仿真實驗報告ZL=64+j*35

7、Z0=75 zl=ZL/Z0zl: (0.8533,0.4667)zl=0.8533+j*0.4667T=(zl-1)/(zl+1) b=stepped(0,2* PI,0.001)R=T*exp(j*b)-R2=exp(j*b)Rp=0.5*exp(j*b)-0.5圖1.2 Output Equation中方程截圖其中zl表示歸一化后的負載阻抗。 b = stepped(0,2 ?_PI,0.001)定義相角變量 b從0變化到2n,步 長為0.001弧度。R= T ?exp(j ?b)表示模值為 T,相角為b的變量，對應等反射系數圓。T =(zl - 1)?(zl + 1)表示反射系數。 R

8、p= 0.5 ? exp(j ?b) - 0.5 表示 T=1 的匹配圓。R2 = exp(j ?b)表 示純電納圓(單位圓)。繪制的圓圖如圖1.3所示。標記出了歸一化的負載阻抗zl。繪出了負載等反射系數圓R,純電納等反射系數圓R2和匹配圓Rp。圖1.3單支節匹配器仿真結果匹配按如下步驟進行：首先從負載處(標號1)沿等反射系數圓移動到與匹配圓交點處(標號2825),可知移動了 ？ = 93.32 + 104.9 = 198.22。(注意到圓圖上360對應半波長，故計算采用的角度為99.11)，對應的電尺寸可以使用TXLINE 計算器得到，為 L=28.807mm，W=1.4373mm 。圖1.

9、4串聯微帶線參數計算其次從標號2825點處，得到單支節傳輸線阻抗 -j0.52966，在R2圓上作出該點（標號為 975.2）,其 角度為55. 82從短路點向源方向順時針旋轉到該點，可知移動了124.18 同理使用TXLINE計算器可得到支節的電尺寸，為 L=18.047mm，W=1.4373mm。圖1.5并聯微帶線參數計算由以上的分析與計算，可繪制電路圖，如圖1.6所示。參數為微微調諧后的值，從圖中可以看出調諧后的值與原始精確計算值相比基本一致。第5頁5女宦寫雹犬曹微波仿真實驗報告第7頁PORTP=1Z=75 OhmMLINID=TL3W= 1.437 mmL=20 mmMTEE$ID=

10、TL4MLINID=TL1W=1.437 mmL=28.81 mmLOADID=Z1Z=64+j*35 OhmMLSCID=TL5W=1.437 mmL= 18.05 mmMSUBEr=2.55H= 1 mmT=0.001 mmRho= 1Tand= 0ErNom= 2.55Name= SUB1圖1.6單支節匹配器電路圖輸入端的反射系數如圖1.7所示。-15Graph 2-20-25-30-351.82、雙支節匹配-DB(|S1,1|) * Schematic 12.0003 GHz-31.49 dB1.9丄2Freque ncy (GHz)圖1.7輸入端反射系數仿真圖雙支節匹配時在 Outp

11、ut Equation中增量添加如下代碼。2.12.25址宦卑當犬曹微波仿真實驗報告第11頁ZL=64+j*35Z0=75 zl=ZL/ZOzl: (0.8533,0.4667)zl=0.8533+j*0.4667T=(zl-1)/(zl+1) T2=T*exp(j*_PI) b=stepped(0,2*_PI,0.001)ZS=(T2-1)/(T2+1) a=abs(real(ZS)R5=1/(1+a)*exp(j*b)-(a)/(a+1)F3=0.7338*exp(j*b)R3=0.9021*exp(j*b)R2=exp(j*b)Rp=0.5*exp(j*b)-0.5R=T*exp(j*b

12、)Rt=0.5*exp(j*b)-0.5*j圖1.8 Output Equation中添加代碼如圖1.9所示為雙支節匹配 Smith圓圖。首先畫出負載所對應的等反射系數圓，ZS是負載阻抗zl沿著傳輸線移動/4即180。以后得到的點（設為A點）。其中Rt是旋轉后的匹配圓，R5是ZS點所在的等電導圓，沿著該圓順時針旋轉到Rt圓的交點（設為 B點），作出該交點的等反射系數圓F3，交匹配圓Rp （設為C點）。A點到B點導納值相減即為第一支節的阻抗值，為1.522199, B點到C點導納值之差即為第二支節的阻抗值，為2.1634。在純電納等反射系數圓（即最大的圓 R2） 上作出兩個支節的阻抗值，從短路

13、點順時針移動到此兩點，讀出移動的角度分別為293.4和310.4 o圖1.5雙支節匹配器仿真結果根據以上分析和作圖，由TXLINE 計算器可得到電尺寸數值，第一支節L=26.16mm，第二支節L=13.08mm ,第一段傳輸線（從負載到第一支節）L=42.64mm，第二段傳輸線（從第一支節到第二支節）L=45.11mm，各段傳輸線均有寬度W=1.4373mm 。圖TXLINE阻值計算結果作出電路圖如圖1.6所示。參數為調諧后的值。MSUBEr=2.55H= 1 mmT= 0.001 mmRho= 1Tand= 0ErNom= 2.55Name= SUB1PORTP=1MLINID= TL3W=

14、 1.437 mmZ= 75 OhmL=2 0 mmMTEE$ID= TL4MLINID= TL1W= 1.437 mmL= 1 3.08 mmMTEE$ID= T L6MLINID= TL2W= 1.437 mmL= 26.16 mmLOADID= Z1Z= 64+j*35 Ohm圖1.6雙支節匹配器電路圖輸入端的反射系數如圖1.7所示。調諧前后的反射系數如圖1.10所示，粉紅色為調諧后的反射系數，藍色為調諧前反射系數。Graph 2-40-50*-Q.匕些二DB(|S1,1|) *Schematic 1DB(|S1,1|)Schematic 2 jX-10-20-301.981 GHz-3

15、8.27 dB1.9998 GHz-41.28 dB-601.81.92Freque ncy (GHz)2.12.2圖1.7輸入端反射系數仿真圖調諧一般不調節微帶線的寬度，只調整微帶線的長度，調整范圍為正負10%。在Graph中，點菜單欄的 Tune圖標，會出現上圖 Variable Tuner的方框，在里面移動調諧變量的 箭頭，觀察圖的變化，選擇最佳的值，使輸入端口的反射系數幅值在中心頻率2GHz處最低。調諧前后參數變化見下表：表1.1調諧前后參數值比較參數變化第一支節長度L1第二支節長度 L2調諧前(mm)42. 6445.11-S址才先綣人牛微波仿真實驗報告調諧后(mm)4244.55可

16、見參數變化均在理論值的正負10%范圍內。調諧前反射系數幅值出現在1.981GHz處，調諧后L1、L2均減小，反射系數幅值移動到2GHz，幅度變化很小。第13頁3思考題如果不考慮微帶線不均勻性模型如T型接頭、阻抗跳變器等，仿真的結果有何變化？分析變化的原因。答：除去 T型接頭后，雙支節匹配的電路圖如下圖所示:MSUBEr=2.55H= 1 mmT= 0.001 mmRho= 1Tand= 0ErNom= 2.55MLINPORTID= TL3P=1W= 1.437 mmZ= 75 OhmL=2 0 mmName= SUB1MLINMLINID= TL1ID= TL2LOADW= 1.437 mm

17、W= 1.437 mmID= Z1L= 1 3.08 mmL= 26.16 mmZ= 64+j*35 OhmH仿真的反射系數如下圖1.12所示：(棕色為不考慮不均勻模型時的仿真，粉紅色和棕色表示考慮不 均勻模型調諧前后的仿真)0 -10 -20 -30 -40 -501.81.92 2.1 2.2Freque ncy (GHz)清楚看到，在本實驗中，不考慮微帶線不均勻模型時，反射系數賦值在各頻率都比考慮這種不均勻 性時?。愃朴谇€上移），頻率中心向上漂移。在軟件中，終端開路微帶線 MLEF、寬度階梯變換 MSTEP、T型接頭 MTEE和折彎MBENDA， 是針對微帶線的不均勻性而專門設計的。

18、由于一般的微帶電路元件都包含著一些不均勻性；在微帶 變阻器的不同特性阻抗微帶段的連接處存在微帶線寬度的尺寸跳變；為使結構緊湊而適應走線方向 的要求，時常需要使微帶壓彎。由此，不均勻性在微帶電路中是必不可少的。由于微帶電路是分布 參數電路，其尺寸已可與工作波長相比擬，因此其不均勻性必然會對電路產生影響。從等效電路來 看，它相當于并聯或串聯一些電抗元件，或是使參考面發生一些變化。在設計微帶電路（特別是精 確設計）時，必須考慮到不均勻性所帶來的影響，將其等效參量計入電路參量中，否則將引起較大誤。五、結論與思考在微波電路的實際應用中，匹配是一個基礎而重要的問題。 阻抗匹配通常是為了獲得最大傳輸功率,改

19、善系統的信噪比，在功分網絡中降低振幅相位誤差。阻抗匹配的基本思想是將阻抗匹配網絡放在負載和傳輸線之間。通常設計成向加入匹配網絡后的網絡看去阻抗是Z。雖然在匹配網絡和負載之間有多次反射，但是在匹配網絡左側傳輸線上的反射波被消除了，此時可以看做是整個網絡都得到了匹配。5址才卑電丸舉微波仿真實驗報告阻抗匹配有多種方式，本實驗采用的是入/4長度傳輸線匹配，重點仿真了單支節和雙支節匹配。仿真的主要方法是利用 Smith圓圖，依據串并聯阻抗特性，旋轉圓圖，達到匹配，讀取結果計算得到 電路尺寸，然后繪制出電路圖，經過略微的調諧得到匹配網絡的參數。實驗中的難點在于標記阻抗 值、繪制圓圖中的等反射系數圓和導納圓

20、。阻抗值的標記需要進行變換，轉換為反射系數之后才能 在圓圖上進行顯示，否則無法在導納圓圖中正確顯示。反射系數圓的繪制采用定半徑，然后360旋轉描點的方法。導納圓的繪制需要結合使用旋轉描點（單支節匹配時使用） 和圓方程繪圖的方法（雙支節匹配時使用，據此確定半徑與圓心位置）。余下的工作就是在圓圖上旋轉找交點讀數得結果。由于這是第一個實驗，對AWR軟件還不夠熟悉，加上對微波仿真沒有多少概念，實驗中遇到了不少阻礙。幸而有老師的指導、同學的幫助、文獻資源的參考，得以順利完成。此次實驗為微波仿真 入門奠定了很好的基礎。而且開始時主要卡在了如果繪制特定要求的圓上面，老師上課時進行了詳細的講解，但是后來給忘

21、記了，于是各方面查閱資料，詢問老師最終得到了正確的結論。而且實驗使用的AWR軟件默認的導納圓圖與課本上講述的圓圖是對稱的關系，開始時一直搞錯開路點和短路點，后來經過又一次對 于課本知識的研讀，終于糾正了之前的錯誤，正確畫出了圓圖。第#頁微波實驗報告一一任青妹實驗二微帶多節阻抗變換器一、實驗目的1. 掌握微帶多節阻抗變阻器的工作原理；2. 掌握微帶多節阻抗變阻器的設計和仿真；3. 了解微帶多節阻抗變換器工作帶寬與反射系數的關系。二、實驗原理變阻器是一種阻抗變換元件，它可以接于不同數值的電源內阻和負載電阻之間，將兩者起一相互變換作用獲得匹配， 以保證最大功率的傳輸； 此外，在微帶電路中，將兩不同特

22、性阻抗 的微帶線連接在一起是為了避免線間反射，也應在兩者之間加變阻器。單節/4變阻器是一種簡單而有用的電路，其缺點是頻帶太窄。為了獲得較寬的頻帶，可以采用多節阻抗變換器。 采用綜合設計法進行最佳多節變阻器設計，目前較多使用的有最大平坦度切比雪夫多項式。等波紋特性多節變阻器比最平坦特性多節變阻器具有更快寬的工作 頻帶。在微帶線形式中，當頻率不太高而色散效應可忽略時，各位帶線的特性阻抗和相速均與頻率無關，因此屬于均勻多節變阻器。如圖2.1為多節變阻器示意圖。圖2.1多節變阻器41通常使多節變阻器具有對稱結構，設置Zn單調遞增或單調遞減，所有n符號相同，則(2.1)Zn 1Zn 1其中n 0,1,卅

23、,N，且令Zn i Zl。令fl和f2分別為頻帶的上下邊界，fo為中心頻率，D為相對帶寬，則有如下定義(2.2)(2.3)取每段變阻器的長度為傳輸線波長的四分之一，即I /4。三、實驗內容(1) 已知：負載阻抗為純電阻ZL = 150 Q,中心頻率f0=3GHz ,主傳輸線特性阻抗Zo = 50 Q, 介質基片年=4.6，厚度H=1mm，最大反射系數模 r應不超過0.1，設計1、2、3節 二項式變阻器，在給定的反射系數條件下比較它們的工作帶寬，要求用微帶線形式實現。(2) 已知負載阻抗為復數：Zl = 85 - j ? 45 Q,中心頻率f0=3GHz ,主傳輸線特性阻抗Z。=50Q，在電壓駐

24、波波腹或波節點處利用單節四分之一波長阻抗變換器，設計微帶變阻器，微帶線介質同上。(3) 對于要求(1 )中的內容，采用 3階切比雪夫變阻器重新設計上述阻抗變換器。四、實驗步驟1) 對于純電阻負載，根據已知條件，利用書中式(1.4.1 )、(1418)、(1.4.19)確定單節和多節傳輸線的特性阻抗，禾U用式(1.4.9 )、( 1.4.21 )確定單節和多節變阻器的相對帶寬。2) 根據各傳輸線的特性阻抗，利用TXLINE計算相應微帶線的長度及寬度。每段變阻器的長度為四分之一波長(在中心頻率)，即1= ?4 , ?go為對應頻率f0處微帶線的等效波長。3) 對于復數阻抗 ZL,根據負載阻抗 ZL

25、、特性阻抗 Z0 ,計算歸一化負載阻抗和反射系數，將負載反射系數標注在Smith圓圖上，從負載點沿等駐波系數圓向源方向旋轉，與Smith圓圖左實半軸交點，即電壓駐波波節處，旋轉過的電長度為Lm，利用式(1.4.11)計算變阻器的特性阻抗；沿源方向旋轉與Smith圓圖右實半軸交點，即電壓駐波波腹處，旋轉過的電長度為Ln，利用式(1.4.12)計算變換器的特性阻抗。4) 根據傳輸線的特性阻抗，利用TXLINE計算相應微帶線的長度及寬度，以及對應電 長度為Lm、Ln的微帶線長度。5) 在Microwave Office 下完成單節變阻器、二項式多節變阻器原理圖，要考慮微帶線的 不均勻性，選擇適當的模

26、型，如微帶線阻抗跳變點處。6) 在Proj下添加圖，選擇 Rectangular圖，選擇單位和項目頻率15GHz。添加測量，測量類型選擇 Port Parameters,測量選項為 S參數，選擇掃頻 Sweep Proj.Freqs，選擇 幅度Mag。選擇反射系數例如S11、S 22、S33等。單擊“ 0K”按鈕，完成添加測量。在下拉菜單 Simulate里單擊Analyze進行分析。7) 調諧電路元件參數，比如調諧一段微帶線，保持微帶線寬度不變(因為寬度與特性阻抗有關)，調諧其長度，調整范圍一般不超過正負10%。打開測量圖形，觀察反射系數幅值隨頻率的變化，調諧微帶線的長度，使反射系數幅值在中

27、心頻率3GHz處最低。8) 對于純電阻負載，上述指標不變，采用3節切比雪夫變阻器重新設計上述阻抗變換器， 利用p= 1+rm求出帶內容許的最大駐波比，查閱附錄6,確定其相對帶寬和特性阻抗。1- rm五、實驗過程1、純電阻負載1、 純電阻負載1) 純電阻單節：Z仁86.60 , L=13.83mm , W=0.62807mm，相對帶寬 Wq=0.2564。電路原理圖見下圖，其中MSTEP$為寬度階梯變換器，實現的功能即將不同寬度不同特性阻抗的微帶線連接起來，防止微帶線寬度的尺寸跳變。其余元件的解釋已在實驗一中給出。PORTP= 1Z= 50 OhmMLINID= TL1W= 1.153 mmL=

28、13.15 mmMLINID= TL5MSTEP$W= 0.2869 mmID= TL2L=13.9 mmMLINID二TL3W= 1.899 mmMSTEP$L=1 0 mmID= TL4MSUB*4PORTP=2Z=150 OhmEr=4.6H= 1 mmT= 0.001 mmRho= 1Tand二 0ErNom= 12.9Name= SUB1230.0025095反射系數曲線圖為：圖中標出3GHz處反射系數最小，接近為 0，最大反射系數模不超過0.1的頻率對應為 2.674GHz3.34GHz，相對帶寬 Wq=0.222。與理論值相比，誤差為0.0344， 在可接受的范圍內，一定程度上說

29、明仿真正確。Graph 20.50.40.30.20.10Freque ncy (GHz)2）純電阻兩節：Z仁65.80， L1=13.547mm， W1=1.1525mm， Z2=113.98， L 2=14.103mm，W2=0.28686mm，相對帶寬 Wq=0.590。ML WiQArlp . S l|；.T冊心M.陽.IM帕d Cnidw創Ti Uh: h- Clemm-七時九間 |wltiS創ILMi： r| MOSMI卩 HNIbl p怙1 tElprna卜Ira1-1牌$fam厘NH站upakriTiCvriian*電路原理圖為:PORTP= 1Z= 50 OhmMLINID二

30、TL3W= 1.899 mmL=1 0 mmMSTEP$ID= TL4MLINID= TL1W= 1.153 mmMSTEP$L=13.15 mmID= TL2MLINID= TL5W= 0.28686 mmL= 1 3.9 mmPORTP=2Z=150 OhmMSUBEr=4.6H= 1 mmT= 0.001 mmRho= 1Tand二 0ErNom= 12.9Name= SUB1仿真結果如下圖，曲線中間凹下去的部分變寬變圓滑,3GHz處反射系數最小，接近為0，最大反射系數模不超過0.1的頻率分別為2.235GHz 和 3.89GHz，相對帶寬Wq=0.5423。與理論值相比，誤差為0.04

31、8，誤差較單節時有所增大，但仍在在可接受的范圍內。0.5Graph 10.40.30.2|S1,1| * Schematic 13.823 GHz0.10010.12.196 GHz0.1003Freque ncy (GHz)(3)純電阻三節：Z 仁57.36 ,L 仁 13.4mm ,1.4946mm ; Z2=86.6 , L 2=13.83mmW2=0.62807mm ; Z3=130.78 , L 3=14.216mmW3=0.17806mm，相對帶寬 Wq=0.7953。電路原理圖為下圖，可清晰看出，圖中添加三節阻抗變換器，可由寬度階梯變換器分隔開來,ID為Z4的阻抗變換器長度經調諧

32、，對應L3由14.216mm調諧為14.676mm仿真圖如下圖2.8所示，其中藍色線為調諧后的曲線，粉紅色線為調諧前的曲線。調諧前后曲線變化不大，通帶內均較平坦，但最低點移至3GHz處。反射系數為0.1的頻率對應為 1.863GHz 和 4.06GHz，相對帶寬 Wq=0.7323，理論值為 0.7953，相差 0.063。Graph 30.4Y-|S1,1|Schematic 30.3 |S1,1| Schematic 3 24.06 GHz0.10020.21.863 GHz0.10.1Freque ncy (GHz)3 GHz 40.001638將純電阻負載三種二項式變阻器的反射系數曲線

33、繪制在一個圖中，可清晰觀察到隨著節數增加，通帶變寬變平坦。這也說明雖然單節四分之一波長變阻器是一種簡單而有用的電路但其 頻帶太窄的缺點是顯而易見的，為獲得較寬的頻帶，可以采用雙節或多節阻抗變換器。另外，通過理論計算和仿真的結果，我們發現計算的相對寬度值比實際仿真的相對帶寬值稍大。分析的原因是由于理論推導過程中為簡化運算，做了近似處理，如書中（148）和（1419）式，都將影響最后的理論相對帶寬值。由于兩者相差很小，理論值仍然可以作為初步設計的依據，但更精確的結果，應該有計算機仿真和實際微帶線制作得到。（4）純電阻負載3節切比雪夫變阻器變阻器節數的確定：阻抗從150 0變為50呦知阻抗比R=3，

34、節數為3節，又知最大反射系數模rm不應超過0.1，那么由公式Pm = 沖得到Pm=1.22，查附錄6得到相對帶寬為1時,1- Im駐波比p=1.18可滿足p I-A 01 2 Mag 0.4006。Ang 0 Deg345.10.0I0001800 04 5010023圖中負載點為標號為1的點，標號為315.2的點為電壓波節處，從負載點1轉到該點轉過179.9-33.69=146.21 ，對應計算采用角度為73.105,用TXLINE 計算轉過的電長度為LM=10.766mm , W=1.8986mm，駐波比p= 2.337得到，若接在電壓波節點，變換器的特性阻抗為Z1 = Zo V1?尸32

35、.71 Q。以電壓波節點為例，設計單節阻抗變換器。利用TXLINE 計算Z仁32.71 Q時微帶線的長度與寬度，得到L=12.831mm , W=3.6308mm :標號為1的點為電壓波腹處，從負載點1轉到該點轉過 360-33.69=326.31 ，對應計算采用角度為163.155。，用TXLINE 計算轉過的電長度為LN=24.027mm , W=1.8986mm。若接在電壓波腹點，變換器阻抗特性為Z2 = ZovP=76.436 Q。若以電壓波腹點為例，設計單節阻抗變換器，利用TXLINE 計算Z仁76.436 Q時微帶線的長度與寬度， 得到L= 13.706mm ,W= 0.84171

36、mm :電壓波節點的電路原理圖如下圖所示:PORTP= 1Z= 50 OhmMLIN ID= TL4MLINID= TL3W= 3.631 mmL= 1 2.59 mmW= 1.899 mmL= 0.1 mmMSTEP$ID= T L5 口口*1 n eiMSUBE4.6H1 mmT0.001 mmRho1Tand0ErNom12.9NameSUB1MLIN ID= TL1LOADMSTEP$W= 1.899 mmID= Z1ID= TL2L= 10.77 mmZ= 85-j*45 Ohm電壓波腹點的電路原理圖如下圖所示:MLINMLINPORTID= TL4ID= TL3P= 1W= 1.8

37、99 mmMSTEP$W= 0.8417 mmZ=50 OhmL= 0.1 mmID= TL5L=1 3.43 mmMSTEP$ID= TL2MLINID= TL1W= 1.899 mmL=2 4.03 mmLOADID=Z1Z= 85-j*45 OhmTL仿真的反射系數曲線圖如下圖,相對帶寬 Wq1=0.10466 , Wq2=0.058，使用的是正常的固定負載，故中心頻率兩邊對稱。MSUBE4.61 mm0.001 mmRho1Tand0ErNom12.9NameSUB10.8Graph 70.60.4|S1,1| Schematic 60.2 |S1,1|Schematic 54Freq

38、ue ncy (GHz)2.911 GHz0.10012.844 GHz0.099963.087 GHz0.10013.158 GHz0.1003五、結論與思考等波紋微帶多節變換器依據切比雪夫多項式進行設計，通過將反射系數和切比雪夫多項式相關聯，推導得到各節反射系數的表達式，由此進行電路設計。與/4阻抗變換器以及二項式匹配變換相比，切比雪夫多節匹配變換器在頻帶內等波紋振動，駐波比在很寬的頻帶內小幅度波動， 可獲得更大的匹配帶寬。 這是切比雪夫變換器的突 出特點和優勢。從圖 2.3可以清晰地看到駐波比的波動情況，在 26GHz的頻帶內近乎等波 紋。通過這次實驗，深刻理解了二項式阻抗變換器與切比雪

39、夫阻抗變換器的實質，并且為之后的微波期中大作業打下了深厚的基礎。在做這次實驗之前，對于切比雪夫阻抗變換器一直處于很懵懂的狀態，不知道具體原理是什么，但是這次實驗時又重新看了一遍書。而且因為需要實際操作，搭建微帶線電路并進行實際的仿真，所以對每一項的推導和得出結果的原因有了更深一步的了解。并且最后畫出的調諧圖與課本上出現的頻率特性圖極其相似，直到此時才理解這個圖是反射系數的頻率響應特性，經過分析其失諧原因得知：因為頻率不同，使得原來的電長度發生變化，電路不再匹配，出現失諧，反射系數有所增大。 明白了相對帶寬的重要性，并且通過調諧一方面降低了帶寬的這個波動，另一方面增大了相對帶寬。而且切比雪夫濾波

40、器通過增大通帶內波動， 增大了相對帶寬，在某些情況下相對于二項式最平坦匹配更具有優越性，因此兩種匹配均可采用。但需要根據實際使用時的要求來選擇響應的匹配方式,達到最滿意的效果。一、實驗目的實驗三微帶功分器1. 掌握微波網絡的S參數；2. 熟悉微帶功分器的工作原理及其特點;3. 掌握微帶功分器的設計和仿真。二、實驗原理1、散射矩陣對于N端口網絡可定義其散射矩陣，表征其入射電壓和反射電壓的關系:Ur1Ur2S!1S21S12S22S1nS2nUi1Ui2(3.1)UrnSn1Sn 2I HSnnUin其中Urk表示第k個端口的反射電壓,U ik表示第k個端口的入射電壓。SjiUjjiUi表示Uik

41、 0,k i所有其他端口均接匹配負載時，端口j和端口i之間的傳輸系數。當網絡為二端口時散射矩陣得到大大簡化:Ur1Ur2S11S12U i1S21S22U i2(3.2)其中各個S參數的意義如下:a)SnUr1Ui1Ui2表示T2面接匹配負載時,0T1面上的電壓反射系數；S22意義類似。b)Si2Ur1Ui2Ui1表示T1面接匹配負載時,oT2面至T1面的電壓傳輸系數；S21意義類似。S矩陣可以完全表示網絡的反射和傳輸特性。2、功分器功率分配器簡稱為功分器， 廣泛用于功率監視系統、測量系統以及射頻微波電路中，是一種將一路輸入信號能量分成兩路或多路輸出相等或不相等能量的器件，也可反過來將多路信號

42、能量合成一路輸出，此時可也稱為合路器。一個功分器的輸出端口之間應保證一定的隔離度。常見的功分器有 T型插頭、電阻功分器、微帶線功分器。由于微帶線功分器具有損耗小、 端口匹配、輸出隔離性好等特點，得到廣泛應用。本實驗主要兩路微帶線功分器，結構示意圖如圖3.1所示。輸入Zo圖3.1二路微帶功分器結構圖對功分器的要求是： 兩輸出端口 2和3的功率按一定比例分配， 并且兩口之間互相隔離，當2、3 口接匹配負載時，1 口五反射。功分器的技術指標為：功分比、插入衰減和隔離度。本實驗仿真二路功分器，圖3.1中阻抗R2和R3為從Zo2和Z03向負載看去的阻抗值，R為隔離電阻，Zo4和Zo5是為了匹配引出線 Z

43、o而添加的阻抗變換段，其長度為 /4。圖中各參數計算公式如下：（其中k為給定的功分比）R2 kZo R3 Zo / k R Zo（1 k2）/kZo3 Zo,(1 k2)/k3Zo2 k2Zo3Zo4 . R2ZO Zo5R3ZO(3.3)(3.4)(3.5)注意圖中3.1中兩路微帶線之間的距離不宜過大，一般取2 4帶條寬度（對應特性阻抗ZO4、ZO5較寬的微帶線寬度）。這樣可使跨接在兩微帶線之間的電阻R的寄生效應盡量減小三、實驗內容設計仿真一個兩路微帶功分器，已知：介質基片傘=4.6 , H=1mm ;端口特性阻抗Z0 = 50 Q,功分比：k2 = 1.5。指標如下：在中心頻率2GHz處，

44、相對帶寬為 20%時，s31 2 兩輸出端口的功分比|謝為1.4951.505； 兩輸出端口的隔離度(20lg|Ss2|)不小于25dB。四、實驗步驟根據已知條件用上述公式計算R2， R3， Z02， Z03， Z04， Z05， R的值。(2) 用TXLINE 計算相應微帶線的長度與寬度。建立一個新項目，選擇單位和項目頻率 1.82.2GHz。(3) 輸入原理圖，根據微帶線的不均勻性，選擇適當模型，如微帶線T型接頭、折彎、寬度變換器等。本實驗中只有隔離電阻R為集總元件，其余元件全部為微帶線形式。注意：用兩段微帶線與電阻R的兩端相連接，微帶線的特性阻抗與R 一致，即其寬度有 R確定,長度可以調

45、整。 添加測量，測量類型選擇 Port Parameters,名稱S，掃頻Sweep Proj.Freqs，選擇幅 度Mag，測量輸入端口到兩個輸出端口的傳輸系數S?1，S31以及隔離度S32。(5) 仿真分析，觀察端口S參數是否滿足設計要求。(6) 調諧電路元件參數，選擇調諧變量，調整變量的數值，在圖中觀察功分比和隔離度的變化，選擇最佳值。提示：可以調諧與隔離電阻R連接的兩段微帶線長度，調諧時注意電阻的長度R加兩段微帶線的總長度與 Z2、Z03兩段微帶線之間的垂直距離相同。(7) 當功分比k2 = 1時，上述功分器變為等分功分器，它將輸入功率分成相等的兩路，兩個輸出端口的功率(S21，S31

46、)理論上相等，重新設計上述實驗。五、實驗過程1、計算功分器參數已知Z。50，k2 = 1.5，由式3.33.5可求得參數R2R3RZ02Z03Z04Z05值（）61.2440.82102.0687.4958.3355.3445.182、確定微帶線尺寸微帶線尺寸就算結果如下表:L (mm)W (mm)Z019.9721.8825Z0220.830.6062Z0320.2131.437Z0420.131.5801Z0519.8182.2223R21.0330.4007設計要求Z02和Z03長度一致，可設置變量x加以表示，這樣可以得到 TL2和TL3長度，分別設置為a和b，則有a=20.83-x，b=20.213-x。兩路帶線間的距離不宜過大，一般取為24倍帶條寬度（對應特性阻抗Z04，Z05較寬的微帶線寬度），使得寄生效應減小。a和b之和以 及R對應的帶線長度需要基本一致， 保持帶線的平行，電阻 R長度一般為24mm，這里 取3mm，故設置 TL8和TL9的長度分別為 y1和 Y，且使得 Y1+Y2=a+b-3。3、繪制原理圖根據微帶功分器的結構圖，繪制的電路原理圖。如圖3.2所示。其中