TD-SCDMA直放站ALC控制方案研究http:/tech.QQ.com 2007年10月18日15:31 騰訊科技 唐潔 郭見兵 黃濤 王峰 (武漢虹信通信技術有限責任公司) 摘要：ALC是保障直放站在網絡中正常工作的一項關鍵技術，本文首先論述了傳統的ALC控制思想，根據TD-SCDMA制式特殊的信號格式分析了現有ALC方案在控制TD-SCDMA這種突發信號時的局限性，提出了一種基于軟件實現的分時隙ALC控制方案，不僅對突發信號控制及時，且完全不影響通話質量。 關鍵詞：自動電平控制、TD-SCDMA、誤差矢量幅度 Research About ALC Scheme of TD-SCDMA Repeater Abstract: This paper introduce the elements of conventional ALC circuit at first, which is one of the key technology of repeater .Owing to the TD-SCDMA frame is a burst signal, which has a special frame format, it is too difficult for current ALC scheme to control it well. So, there is an scheme that can control the signal power in every time-solt by software, its not only control the burst signal in good time, but also has no influence with quality of communication. Key word: ALC、TD-SCDMA、EVM 1引言 TD-SCDMA（Time Division Synchronous Code Division Multiple Access時分同步碼分多址）技術是我國獲得國際電聯批準的第一個第三代移動通信系統標準，該標準能滿足日益增長的無線通信高速多媒體業務和可在世界范圍移動的需求，采用了智能天線、聯合檢測、軟件無線電和接力切換等新技術，它必然成為我國部署3G網絡的主角。在TD-SCDMA系統中直放站是不可或缺的一部分。直放站的應用不僅可以增加網絡覆蓋，使施主基站的覆蓋得到延伸，也能增加空閑基站的話務負荷，或是分攤繁忙基站的話務量，還可以起到優化網絡的作用等，同時也是解決室內覆蓋的重要設備。 本文所討論的ALC(Automatic level control自動電平控制)是直放站系統中極為重要的一環，它是指當放大器輸出信號電平到達ALC設定值時，增加輸入信號電平，放大器對輸出信號電平的控制能力。對于直放站來說，ALC技術所實現的功能就是一方面控制輸出電平保證功放器件不會工作在過功率狀態下,另一方面控制直放站的輸出功率在覆蓋允許范圍內，既能夠滿足網絡規劃時的覆蓋距離要求，又不會產生過強的輸出信號對相鄰基站造成干擾。 2ALC控制方案研究 2.1 ALC的控制原理 要做到在輸出信號到達設定值時，增加輸入信號電平，而輸出信號電平基本保持不變，也就是使放大電路的增益自動地隨信號強度而調整,使系統的輸出電平保持在一定范圍內,因此稱為自動電平控制。一般的ALC電路可以分成增益受控放大電路和控制電壓形成電路兩部分。其工作原理示意圖如下： 圖1 ALC電路工作原理圖 增益受控放大電路位于正向放大通路，其增益隨控制電壓而改變。控制電壓形成電路的基本部件是檢波器和低通平滑濾波器，有時也包含門電路和直流放大器等部件。放大電路的輸出信號Uo 經檢波并經濾波器濾除低頻調制分量和噪聲后，與設定的最大輸出功率進行比較，產生用以控制增益受控放大器的電壓Uc 。當輸入信號Ui增大時，Uo和Uc亦隨之增大 。而作為一個負反饋網絡， Uc 增大使放大電路的增益下降，從而使輸出信號的變化量顯著小于輸入信號的變化量，達到自動增益控制的目的。也就是說，ALC電路的主要工作原理是用反應信號幅度變化趨勢的直流緩變電壓去控制壓控衰減器，以達到控制輸出電平的目的。 2.2 TD-SCDMA信號的特點 圖2 TD-SCDMA信號結構 TD-SCDMA信號的結構如上圖所示。其幀結構將10ms的無線幀分成兩個5ms的子幀，每個子幀中有7個常規時隙和3個特殊時隙。三個特殊時隙分別為下行導頻時隙DwPTS、主保護時隙GP和上行導頻時隙UpPTS。在7個常規時隙中TS0總是分配給下行鏈路，而TS1總是分配給上行鏈路。通過靈活配置上下行時隙的個數，使TD-SCDMA適用于上下行對稱及非對稱業務模式。上行時隙和下行時隙之間由轉換點分開。在TD-SCDMA系統中，每個5ms的子幀有兩個轉換點：第一個轉換點是從下行鏈路轉到上行鏈路，位置在DwPTS和UpPTS之間的GP；第二個轉換點是從上行鏈路轉到下行鏈路，位置在每個子幀中最后一個上行時隙和第二個下行時隙之間，TS0是第一個下行時隙。其中，第一個轉換點相對于每個子幀的開始時間是固定的；第二個轉換點隨著分配給上下行的時隙數不同而變化。 由于TD-SCDMA綜合使用了時分、頻分、碼分和空分多種復用技術，也就是說，在每個頻點的每個常規時隙都可同時承載多個用戶，這些用戶按照不同的擴頻碼來區分,在智能天線技術更加成熟之后甚至可以同擴頻碼根據空間區分。而系統根據一定的DCA算法動態的將信道分配給用戶,在某個時隙中的多個用戶距離基站的距離會有不同,移動的速度也會不同并且具有不同的信道衰落特性。實際上，在一個子幀中,不同的時隙會有不同的碼道占用情況,造成各時隙功率的差異，而多個連續子幀的同一常規時隙的功率也都是不同的。 2.3 ALC控制方案分析 由TD-SCDMA的信號子幀格式可以發現，這是一種高峰均比的突發脈沖信號，而并非連續信號，這就對普通放大器的自動電平控制帶來一定的困難，當信號出現的時候由于自動電平控制不能立即做出響應，而自動電平控制開始響應后造成突發信號已經失真，沒有真正起到自動電平控制的作用。并且由于每個用戶在一個子幀中都只能分配到一個時隙，那么傳統的電平控制就存在這樣一個問題：在進行電平控制的時候是對于整個鏈路的衰減，所以當某個時隙功率過大后，會將整個鏈路進行衰減，這必然使其他沒有過功率的時隙的功率也跟著降低，那么必然影響其它時隙用戶通話。因此，我們提出一種分時隙ALC的方案。 2.3.1 硬件分時隙ALC根據ALC的控制原理和TD-SCDMA子幀的特點，直接的解決方案是通過減小ALC回路中RC濾波器的時間常數以提高反應速度，使ALC電路在每個時隙的突發時刻都進行一次增益控制，但同時帶來的問題就是當RC的時間常數較小時，高峰均比的TD突發信號就會通過RC低通濾波器頻繁控制壓控衰減器動作，使時隙內鏈路增益波動，造成EVM指標惡化。 EVM （Error Vector Magnitude誤差矢量幅度）定義為誤差矢量功率與參考信號矢量功率的均方比，以百分數形式表示，測試的時間為一個時隙，它所表征的是測量信號同參考信號的誤差矢量，用于衡量總體調制質量，反應信號的損傷程度。經過實驗，不同時間常數的EVM惡化情況可見下表（轉換點在TS3和TS4之間）： 由于實驗所用ATT（attenuator衰減器）電路不能對TD突發信號有效的控制（即達到輸入增加1dB，輸出增加在0.2dB內），因而我們用加在壓控ATT上的控制電壓的有效值來區別衰減量的大小，0.68V約對應起控3dB；0.80V約對應起控5dB。 可以發現： ALC起控衰減越大，EVM惡化越嚴重； 起控回路濾波器的時間常數越小，EVM惡化越嚴重； 突發信號的前沿（TS4）比突發信號的后沿（TS0），EVM惡化嚴重； 同樣的時隙，碼道數少時EVM受ALC電路動作影響大。 由此可知，TD-SCDMA信號的突發特性和高峰均比用傳統的ALC硬件電路是難以實現分時隙電平控制的：時間常數大則無法對突發信號前沿進行控制，且易導致此時放大器工作于過功率等非線性狀態，造成放大器損壞；時間常數小則使得整個回路在一個子幀內頻繁動作，造成各時隙信號削波，EVM指標惡化。 因此我們提出軟件分時隙上下行ALC的實現方案。 2.3.2 軟件分時隙ALC 此方案的主要思想是當直放站和基站建立同步以后，使用高速AD芯片對每個時隙功率進行采集，多幀對應時隙累加取平均并將結果存入對應各時隙輸出功率寄存器中，再根據所設置的ALC值、當前各時隙輸出功率以及第二轉換點，計算出各時隙的衰減值存入寄存器，然后根據系統同步計數器值分別在不同時隙命令按照衰減值寄存器中的值執行衰減。 此方案的優點在于使用軟件定時控制，軟件可以控制衰減鏈路在各時隙的保護間隔動作，起控后不會造成信號失真，因而也不會造成EVM的指標惡化；可以對各時隙分開控制，某時隙過功率后，只對這個時隙進行控制，而不會影響其它時隙功率，經過驗證，即使在深度起控10dB情況下，直放站輸出信號各個時隙的射頻指標都不會受到影響；并且控制靈活，只需要軟件設置ALC值即可，不需要調節電位器來改變ALC值。 3. 小結 采用軟件分時隙ALC對TD-SCDMA信號進行功率控制輕易避免了傳統的硬件ALC電路所無法克服的控制電壓直流緩變特性與TD-SCDMA突發信號的矛盾，并且對不同的時隙有不同的衰減值，不僅保障本時隙射頻指標正常，對其它時隙也沒有影響，軟件控制衰減器在時隙保護間隔動作，保證不會損傷信號，且控制靈活，調測時易于修改，極好的解決了由于TD-SCDMA信號格式特殊性所引起的功率控制問題。但軟件控制畢竟需要一定的檢測計算時間，起控速度比硬件電路稍慢，可能造成短時間的過功率時不能正常起控。因此，如何以更低的檢測時間得到更高的檢測準確度是軟件分時隙ALC需要不斷改進的方向。信號源的ACL環路設計引 言 自動電平控制(auto Level control，ALC)的作用是當輸入電平在較大范圍內變化時，輸出電平恒定不變，即當輸入信號功率很不穩定或者有較大變化時，經過ALC環路穩幅后，輸出信號的功率值都會穩定在一個相對恒定的幅度值上。為保證整機輸出功率穩定，在射頻放大器電路中設置ALC環路電路尤為必要。本文設計的這款電路主要用于信號源后端輸出，可滿足帶寬為0.251 000MHz的射頻信號穩幅輸出要求，同時具有20 dB動態范圍、最大輸出功率滿足+13 dBm1.5 dB的功能。當前很多ALC環路電路設計都很復雜、電路龐大、設計成本高，而本文介紹的這款ALC穩幅環路，在滿足指標要求的前提下，盡量使設計簡潔，電路簡化，具有很高的性價比。1 基本原理ALC環路框圖如圖1所示。ALC穩幅環路由調制器、RF放大電路、功分電路、檢波電路、求和運放電路、參考預置電路等幾部份組成，它們構成負反饋環路。RF射頻信號輸入到調制器，經RF射頻放大電路放大，為保證穩幅功率值，最大功率要大于穩幅功率值，并有一定余量，RF射頻放大電路采用兩級功率放大的方式對信號進行放大；RF射頻信號經RF射頻放大電路放大后，定向耦合器按比例耦合出部分功率，經檢波器后產生一個檢波電壓，與預置參考電壓進行求和積分運算，求和電路輸出電壓反饋控制電調衰減器，組成負反饋環路，使微波信號功率恒定輸出。設定一個參考預置電壓，經求和運放電路后，形成一個負反饋電壓，負反饋電壓控制調制器衰減量。RF信號經調制器衰減后，部分功率按比例功分到檢波電路，經檢波器后產生一個檢波電壓，與預置電壓求和。當檢波電壓大于預置電壓時，即RF功率大于預置功率，經求和電路后，負反饋電壓變小，調制器衰減量變大，RF功率變小，直至求和電路平衡，RF功率穩定；當檢波電壓小于預置電壓時，即RF功率小于預置功率，經求和電路后，反饋電壓變大，調制器衰減量變小，RF功率變大，直至求和電路平衡，RF功率穩定。利用求和積分電路平衡性，組成負反饋ALC環路，可使輸出RF信號保持恒定。為保證整機輸出功率穩定不變，ALC取樣電路應設置在整機輸出端。為充分利用各級放大器晶體管的使用效率，不致因輸入信號的變化或其他因素引起放大器的增益變化而使放大器進入非線性狀態，在保證整機噪聲系數的前提下，要求把受控電路置于輸入端，使增益環路加大，控制靈敏度提高。由于從取樣到受控電路進入控制狀態需要一定時間，雖然時間較短，但當輸入信號或放大器的增益發生變化時，也會使放大器進入非線性狀態，尤其對末級放大器的影響最為嚴重。末級放大器所選用大功率晶體管的線性輸出功率都不太富裕，只能滿足額定輸出功率下的線性要求，在輸入信號變化較大的情況下，還有可能擊穿大功率晶體管的基射結。因此，在設計整機的自動電平控制電路時，不僅要考慮到輸入信號的影響，而且還要考慮通道增益的變化。2 關鍵電路設計2.1 調制器設計2.1.1 調制器的工作原理PIN二極管是常用的調制器元件，當PIN二極管處于正向導通狀態時，電子從N層注入到I層，空穴從P層注入到I層。由于I層中存在復合現象，擴散至I層的載流子濃度隨進入I層的深度而降低。隨正向偏壓的增加，I層中空穴和電子濃度不斷提高，逐漸趨于大致相等的狀態，這時I層的電阻率大為下降，呈現一個小電阻，改變正向偏流可改變其電阻值。PIN二級管的電阻Rf與正向電流I的關系可用下面經驗公式計算，得：式中：I為正向電流(mA)；Ka為比例系數，與I層電阻率和總面積有關，一般在2050之間。當電流I在0幾mA內變化時，Rf在幾10 k范圍內變化。正向偏置時，用作衰減器的PIN二極管I區很薄，I區的電導可用直流偏流來改變，使該器件成為一個隨偏流而變化的線性電阻。當外加反向偏壓后，外加電場與內建電場一致，總的電場加強，空間電荷變寬。當外加電壓足夠高時，整個I層被耗盡，呈穿通狀態，此時二極管等效為一個小電容，阻抗很高，可視為開路。調制器利用PIN二極管的電阻變化范圍較寬，有一定的線性區域，在理想情況下，斜率為一常數，對射頻信號的衰減量進行線性控制。要實現自動電平控制，必須利用這一特性使PIN二極管工作在其線性段，隨控制電壓的不同而調節RF射頻信號的衰減量，實現最終輸出功率的恒定。2.1.2 調制器電路設計由于RF射頻信號頻率覆蓋很寬(0.251 000MHz)，這就要求帶寬較寬的調制器，本文選擇Agilent公司的器件HSMP3832(PIN二極管)作為調制器，它可在DC到4GHz頻率范圍內具有良好的線性衰減特性。ALC環路調制器電路如圖2所示。由于HSMP3832單片有8 dB線性衰減動態范圍，本文采用多管串連模式，通過4個管芯串連，整體可達到30 dB線性衰減的動態范圍，這樣就可以滿足ALC環路20 dB穩幅范圍的要求。2.2 放大電路設計RF射頻放大電路是本文設計的重點，它的性能好壞對該系統至關重要。由于輸入信號頻率從250 kHz到1 GHz，頻帶很寬，這就要求放大器具有很好的帶寬；而考慮到其他部分的插入損耗及PIN管的衰減，在輸入RF射頻信號功率為+0 dBm1.5 dB時，功率放大增益至少為18 dB才能保證輸出信號為+13 dBm，單級放大已經無法滿足。本文選用兩級功率放大方式：前級放大器為低噪聲放大器，選擇PHILIPS公司的BFQ34；后級為中功率放大器，選擇了PHILIPS公司的LTE21009R。2.2.1 前級放大電路設計ALC環路前級放大器電路如圖3所示，BFQ34是一款高性能的放大器芯片，工作頻率從DC到4 GHz，典型增益為16.3 dB，壓縮點P1dB為26 dBm。GUM是放大器最大增益，如下所示：2.2.2 后級放大電路設計后級放大電路選用HILIPS公司的LTE21009R，LTE21009也是一款高性能的放大器芯片，工作頻率從DC到4.2 GHz，典型增益大于10 dB，壓縮點P1dB為28 dBm,，ALC環路后級放大電路如圖4所示，RF信號經C3交流耦合輸入，C3、C5為隔直電容；C4為交流負反饋電容，為了得到較大功率，使LTE21009工作在最大功放狀態，C4選擇了較大容值；L1為隔交流電感，因為這里頻段較寬，就要求L1不僅有較好的低頻響應，還要有很好的高頻響應，如果沒有單個寬頻段頻響電感，可選用低頻電感和高頻電感串連方式替代。2.2.3 放大電路功率分配RF射頻信號通過調制器后，信號插損3 dB左右，考慮到功分器損耗及電路損耗，RF射頻放大電路要求不低于18 dB增益。兩級放大電路功率增益分別是：前級放大器增益優于8 dB，根據實際設計效果，BFQ34足夠滿足這一指標；后級放大器增益優于10 dB，LTE21009也可足夠滿足這一指標。因為還要考慮噪聲影響，這里BFQ34增益并不要調到最大增益，在滿足整體功率要求同時，盡量減少噪聲影響。這2種放大器都是功率放大器件，需要良好散熱，否則會使器件因為過熱而損壞。2.3 功分檢波電路設計功分檢波電路一般會選擇微波集成模塊完成，而微波集成模塊一般低端只能到10 MHz，不能覆蓋到252 kHz的頻率，而且模塊體積較大，會占用很大空間，在這里本文設計了一種簡單實用的功分檢波電路。如圖5所示，采用電阻功分方式按比例功分一部分RF射頻功率輸出到檢波器，這種功分方式對RF信號輸出功率影響相對較小，經過功分器后，信號插損小于2 dB。因為RF射頻信號帶寬較寬(0.251 000 MHz)，檢波器也要滿足這一要求，檢波器選擇選擇Agilent公司的器件HSMP2815。HSMP2815是內部帶溫度補償的肖特基二極管RF檢波器，輸入功率從-30 dBm至+15 dBm，檢波頻率從100 kHz到4 GHz。利用肖特基二極管和外部電容來對RF輸入電壓進行峰植檢波，檢波電壓輸出用于后端求和電路。3 實際電路設計效果本設計主要是針對信號源實現功率穩定輸出一款電路，針對RF射頻信號滿足以下指標要求：(1)頻率范圍為0.251 000 MHz；(2)穩幅輸出動態范圍為-7+13 dBm；(3)功率準確度為1.5 dBm；(4)最大穩幅功率為+13dBm。測試結果如表1和表2所示。4 結 論本文的ALC環路具有寬頻響(0.251 000 MHz)、寬動態范圍(20 dB動態范圍)、高功率(最大輸出功率可達到+13 dBm)、低噪聲、性能穩定等優點，是一種理想的穩幅環路。1、用途及特點 在無線通信系統，高功放（HPA）是發信電路重要組成部份。通常，它由多級放大器構成，其輸出端是發射鏈路最高電平點，它經雙工器與發射天線連接。 HPA在發信電路部位如圖1所示。 高功放主要作用，是在發射頻率上，將低電平信號放大到遠距離傳輸所要求的高功率電平。 因頻段、傳輸距離、天線增益、信號調制方式等因素，不同發射機HPA輸出功率差異甚大。在常用微波頻段（800MHz28GHz）可從幾十瓦到幾十毫瓦不等。 高功放電路特點： （1） 在大容量（或多載波）數字通信系統，設計HPA電路尤其是末級電路，常發生大功率輸出與線性要求之間矛盾。經常采用三種解決辦法 * 采用平衡放大電路，其合成輸出功率較單管增加一倍且保持單管線性。在常用微波頻段經常用下圖所示正交混合電路（或3dB橋）實現功率合成。 * 采用預失真補償電路，設計一個預失真網絡使它產生的三階互調與HPA三階互調在輸出合路器中相互抵消。構成方式如下圖所示， 予失真補償電路設計復雜、帶寬窄，使用不普遍。 *在HPA前級設置自動電平控制（ALC）電路，通過末級輸出耦合檢波直流，控制PIN衰耗，保持輸出功率恒定。防止因前級輸入電平過高因飽和失真。該方法只能予防失真而不能改善失真， （注： ALC與大容量長距離數字微波采用的ATPC不同，前者是以保持發射機輸出功率恒定，防止失真為目的，采用的是開環控制方式。而自動發射功率控制（ATPC）是發射機功率受控于對端接收電平，當電波傳播發生深度平衰落時，提高發射功率，最大可達到額定功率。在正常傳輸時間里使發射功率小于額定功率 10dB。采用的是閉環控制方式。是以減輕干擾、抗平衰落為目的。） （2） HPA采用的大功率器件都呈現極低的輸入、輸出阻抗，其阻抗實部絕對值很小，都在13歐姆左右，而容抗和引線電感很大。對這樣的大功率器件進行輸入、輸出和級間匹配非常困難。因單片微波集成電路（MMIC）技術的發展，許多廠家已制造出輸入輸出內匹配的大功率器件，大大地緩解設計難度。 （3）HPA輸出級必須要考慮空載保護。若與輸出負載間發生嚴重失配（如，連接天線饋線開路或短路）末級與輸出負載電路之間將產生大駐波電壓，駐波峰值電壓一旦落在器件漏極，它與供電電壓迭加將使器件擊穿。 在微波頻段常采取二種保護方法，在4GHz以上頻段借助于輸出隔離器中的反向吸收負載R吸收反射波，它如下圖所示， 在低頻段常用定向耦合器（Diectional coupler）檢測反射波，超出定值時自動切斷功放電源并發出告警。工作示意圖如下 設計工程師可根據工作頻率、電路結構選取分布參數或集中參數定向耦合器。 （注：定向耦合器是互易器件，當信號從原規定的“IN”口輸入改為“OUT”口輸入時，其耦合口“COUP”和隔離口“ISO”也將互換。定向耦合器常用二個參數表征如下： 耦合量 CdB = 10log(Pco/Pin) 方向性 DdB = 10log(Pco/Pis) 其中 Pin , Pco , Pio 分別為入口輸入功率、耦合口及隔離口輸出功率。） （4）目前在HPA電路常用高頻大功率砷化鎵場效應晶體管（GaAsFET）或者用其管芯制作的MMIC“放大塊”，開關機時，如柵偏壓稍遲后于漏壓或無柵壓時即會損壞。因而偏置電路要有保護措施，下圖為保護措施之一。 根據所用器件，高功放大致可分成三種類型： * 硅雙極晶體管（Si Bipolar Transistor）功率放大器。在大功率放大時，單管增益及效率低，帶寬窄，線性及反向隔離差，它通常用于3GHz以下頻段，其優點是便宜和不需負偏壓。但目前已逐漸被場效應晶體管功放所代替。 * 砷化鎵場效應晶體管（GaAs Field-Effect Transistor）功率放大器。它包括由砷化鎵場效應晶體管管芯制成的內匹配單片微波集成電路（MMIC）。這類器件工作頻率及效率高，線性及反向隔離性能都優于硅雙極晶體管，目前商用化器件最高工作頻率可達40GHz,實驗室可達80GHz。尤其內匹配MMIC集成功放塊帶寬寬、穩定得到普遍應用。需要負偏置及偏置保護電路是缺點。 *砷化鎵異結質雙極晶體管（GaAs Heterojunction Bipolar Transistor）功率放大器。這種器件特別適宜功放應用，它有砷化鎵場效應晶體管一樣好的性能（特別在線性和高耐壓性能上更好些），同時它又克服了需要負偏置及偏置保護電路的缺點。它發展歷史較短（走出實驗室僅十年）在大功率應用可靠性上人們還不放心。 2、電路構成及工作原理 高功放只是發信設備的一個組成部分，它的構成和功能完全取決于整個設備性能的要求。不同用途的發信設備其具體電路構成和實現的功能會有差別。例如下面給出的7GHz微波發射機功放電路其輸入為恒定電平，該電路不帶ALC功能。 功能框圖及主要電路組成如圖2所示。 圖2 給出7GHz 發射機功放框圖和主要電路。 該電路由五級放大組成，前四級為單管串聯放大，末級為平衡功率放大。按各級功能和所處位置也可稱作低噪聲放大級、驅動級、末前級、末級。整個放大器采用二種封裝工藝砷化鎵場效應器件，前三級放大用分立元件場效應晶體管，后二級用單片微波集成電路MMIC，并采用帶保護電路的雙極性偏置電壓（具體電路省略）。該電路總增益40dB,線性輸出2瓦（33dBm）。 各部分作用： 低噪聲放大級- 眾所周知，變頻式發射機輸出噪聲主要成分是調相噪聲，其主要來源是發射振蕩器產生的相位噪聲。所以在發射機指標中都要規定振蕩器相噪，而對這類發射機中的 HPA熱噪聲要求不高，通常HPA噪聲系數在6 8dB時都可滿足要求。在直放式發射機中，盡管輸出噪聲主要成分是熱噪聲，因直放機收信輸入端都有精心設計的高增益低噪聲放大器（LNA），它有足夠高的增益和極小噪聲系數，從而減輕了對HPA低噪聲要求。 相對于接收機低噪聲放大級而言，在HPA中提出低噪聲放大概念似乎不恰當，但它畢竟是多級級聯放大器輸入級，是HPA本身熱噪聲的主要來源，相對HPA其他級而言，對HPA前級要提出低噪聲高增益要求。 驅動級- 采用平衡式末級輸出方案時，末前級輸出功率與末級單管輸出功率幾乎相近，它為末前級提供足夠地輸入激勵功率。驅動級通常采用中功率輸出器件。 末前級- 末前級功放主要作用是補償末級輸入正交耦合器分路損耗（3dB），并為二只并聯末級功放管提供輸入功率。 末級- 如圖2所示，它采用二只相同特性的MMIC功率放大塊和二只相同特性的正交耦合器組成平衡功率放大器。為取得良好性能，上、下二支路應當在工作頻段保持幅度、相位特性相同。這樣結構的輸出功放有三個特點， * 較單管線性最大輸出功率提高3dB。 * 如下圖所示，利用輸入端正交耦合器相位正交特性，使上、下二支路放大管入端反射波在正交耦合器入口抵消，有效地改善了末級與末前級之間匹配。 那么，它從輸出端口2和4反射到端口1的合成反射波為Vref= (Vrsm/2) S11 e (-it+i+180) + (Vrsm/2) S11 e (-it+i)=0 ， 即表明，當正交耦合器輸出端口2和4接相同負載時，返回到端口1的合成反射波抵消。實際電路不會理想對稱，合成反射波不會完全抵消，然而卻能顯著地改善末級與末前級之間匹配。 * 當某一MMIC放大塊損壞時，另一放大塊仍可正常工作（僅功率較原先降低6dB）。 隔離器- 該器件輸入、輸出阻抗在很寬頻帶內等于特性阻抗，并且正向傳輸損耗很小（通常0.5dB以下）而反向傳輸損耗很大（通常25dB以上），即有單向傳輸特性。它常用在多級高增益放大器的輸入、輸出、級間電路吸收反射波改善匹配，使帶內正向傳輸特性（如幅頻特性、時延特性）更平坦，同時它又在很寬頻帶內產生反向損耗，減小后級對前級耦合，從而有效防止帶內、帶外自激。其中末級輸出隔離器還肩負輸出負載開路保護作用。 末級耦合輸出-用于輸出功率監測。 3、高功放電氣特性 這里討論的高功放，它是具體發射機的一部分，對電氣指標要求以及指標項目規定完全取決于正機指標的規定和分配，它與商用說明書供用戶選用參考的通用放大器所規定的指標和項目有所不同。 1） 工作頻段-是指放大器滿足或優于所規定的電氣性能時，實際所要求的工作頻率范圍。（注：放大器是寬帶部件，其3dB帶寬較“工作頻段”寬得多。） 2） 額定輸出功率-在規定的輸入電平和滿足傳輸線性條件下，在規定的負載上所要求的輸出功率值。為滿足工作溫度變化，通常以常溫值為標準規定上、下限，如 P+0dB-2dB 。輸出功率是絕對值，單位用W,mw,dBm,dBw表示。（注：在測試發射機額定輸出功率指標時，必須在調制狀態下用功率計測試，而高功放應在工作載波狀態下用頻譜儀測試。） 3） 增益-放大信號輸出與輸入功率之比，它是相對量，通常用dB表示。通常在中心頻率額定輸出電平下測量。 4） 幅頻特性（或帶內波動）-它定義為放大信號輸出幅度隨頻率的變化量。它用工作頻率范圍內最大輸出幅度與最小幅度（用dB單位）差值表示。該差值即是用dB 表示的放大器輸出幅度隨頻率變化的峰-峰值。例如，要求帶內波動小于等于0.3dB時，可表示為Ap-p0.3dB。應指出，該指標不計入幅度隨溫度的變化量。當放大器件確定后，放大器幅頻特性主要決定因素是 輸入、輸出、級間匹配特性。該參數利用矢量網絡分析儀測量。 5） 傳輸（相對）時延（或傳輸相位特性）-它定義為放大信號通過放大器所需要的傳輸時間隨頻率的變化量。它用工作頻率范圍內最大傳輸時間與最小傳輸時間（用 ns,s單位）差值表示。該差值即表示放大器傳輸（相對）時延峰-峰值。例如，要求帶內(相對)時延小于等于3ns時，可表示為p-p3ns。應指出，該指標不計入時延隨溫度的變化量。當放大器件確定后，時延主要決定輸入、輸出、級間電路匹配及電抗特性。 fhflminmaxp-p=3ns 該參數利用矢量網絡分析儀測量。 6） 噪聲系數-定義輸入信噪比與輸出信噪比的比值， Nf =(Si/Ni)/ (So/No) Nf dB=10log(Nf) (注-噪聲系數另種表示方法（它在衛星通信中常用），用噪聲溫度表示Tn,單位kelvin, 二者關系：Nf dB=10log(Tn/290+1) 。) 7） 雜散發射（Spurious emissions）-尚未見到通用定義，具體定義及測試方法必須參照相應的技術標準。 例如，在英國郵電部（MPT1407）標準中，數字微波發射機雜散定義為：必要帶寬以外頻率發射（并且不包括由調制過程產生的必要帶寬以外頻率的發射），必要帶寬定義為二倍的傳輸符號率。同時指明必須在載波狀態下測量。 盡管各系統雜散發射定義有所差異，但下述概念一致 *雜散發射包括諧波發射、寄生（自激）發射、互調產物、變頻產物， *雜散發射值用規定的參考帶寬內平均功率表示， *用頻譜儀測量。 功放是發射機一個部件，功放雜散發射測量頻率范圍及指標規定應由具體發射機分配而定。功放雜散產物主要