變頻調速應用技術（一）

第一講百年期待盼變頻（上）

摘要：變頻器進入實用階段，比發明異步電動機晚了近百年。本文從分析其原因入手，講述了影

響實施變頻調速的主要問題。進而介紹了變頻同時還必須變壓的原理，以及正弦脈寬調制的具體實施方

法。

關鍵詞：異步電動機變頻器開關器件晶閘管電力晶體管絕緣柵雙極晶體管

整流與逆變

題解:異步電動機變頻可以調速的原理，是''與生俱來”的。然而，異步電動機發明于1889年，而

變頻調速技術進入推廣普及階段，卻是在20世紀80年代，人們企盼了將近一個世紀！

1望眼欲穿近百年

1.1結構簡單價低廉

三相交流異步電動機的發明在電力拖動史上有著十分重要的意義。因為它的轉子電路不需要和外電路

相聯接，轉子繞組由兩側端部互相短接的銅條或鋁條（俗稱鼠籠條）構成，可以自成回路，形狀象個“鼠

籠”，故常稱為籠形電動機，如圖1-1所示。

圖1-1異步電動機的構造

在所有電動機中，這種結構在簡單、堅固方面是首屈一指的。這帶來了使用壽命長、易于維修、以

及價格低廉等極為突出的優點，使它在整個電力拖動領域獨占鰲頭。在20世紀80年代以前，約占工農

業生產機械中電動機總量的85%以上。

1.2生產要求轉速變

圖1-2刨臺的原拖動系統

隨著各種加工技術的不斷進步，許多生產機械對無級調速的要求也越來越迫切。以50年代龍門刨床

刨臺的拖動系統為例，其拖動系統采用G-M(發電機-電動機組)調速系統，如圖1-2所示。圖中，直接拖

動刨臺的是直流電動機DM,DM由直流發電機G1提供電源，G1又由交流電動機AM來帶動，AM在

帶動G1的同時，還帶動一臺勵磁發電機G2。G2發出的電，一方面為DM和G1提供勵磁電流，同時

也為控制電路提供電源。除此以外，為了改善DM的機械特性，還采用了一臺結構復雜、價格昂貴的交

磁放大機DMA。

可見，為了實現無級調速，簡直已經到了不惜工本的地步。這充分說明了:生產機械對電動機進行無級

調速的要求是多么地迫切！

1.3變頻難產失歡顏

(1)異步電動機的轉速公式

三相交流電動機中，一個十分重要的“角色”便是旋轉磁場，它是三個交變磁場合成的結果。這三個

交變磁場的特點是：

1產生磁場的交變電流在時間上互差三分之一周期(T/3),這由三相交流電源本身的特點所決定；

1三個磁場的軸線在空間位置上互差2n/3電角度，這可以通過三相繞組在定子鐵心中的安排來實現。

旋轉磁場的轉速稱為同步轉速，由下式決定：

nO=6Of7p(1-1)式中，n0—同步轉速，r/min;

—電流的頻率，Hz;

p—旋轉磁場的磁極對數。

而異步電動機之所以被冠以“異步”二字，是因為其轉子的轉速nM永遠也跟不上旋轉磁場的轉速nOo

兩者之差稱為轉差:An=nO-nM(l-2)式中，An—轉差，r/min;

nM一電動機的轉速，r/min?

轉差與同步轉速之比，稱為轉差率:S=4n/N0=n0-nM/n0(l-3)式中，s—轉差率。

由式(1-1)和式(1-3),可以推導出：

nM=60f/P(l-S)(1-4)

(2)異步電動機的調速方案

式(1-4)表明，要改變異步電動機的轉速，除了改變頻率以外，只有兩種辦法：

1改變磁極對數

這可以通過改變定子繞組的接法來實現，如圖l-3(a)所示。

(a)改變磁極對數(b)改變轉差率

圖1-3異步電動機的調速方法

這種方法的缺點是十分明顯的：-臺電動機最多只能安置兩套繞組，每套繞組最多只能有兩種接法。

所以，最多只能得到4種轉速，與無級調速相去甚遠。

1改變轉差率

這種方法適用于繞線轉子異步電動機，通過滑環與電刷改變外接電阻值來進行調速，如圖l-3(b)所示。

顯然，這是通過改變在外接電阻中消耗能量的多少來調速的，不利于節能。此外，由于增加了滑環

與電刷，從而增加了容易發生故障的薄弱環節。

1.4變頻調速難實現

式(1-4)是在發明異步電動機的當時就知道了的，所以，變頻可以調速是和異步電動機“與生俱來”

的。

一方面，生產機械迫切地要求無級調速，另一方面，改變頻率可以實現無級調速的原理又是如此明明

白白地擺在那兒。而變頻調速裝置卻如此地難產，成為了人們翹首以盼地期待著的技術！

變頻調速技術真正地進入到能夠推廣普及的實用階段，已經是20世紀80年代了。人們企盼了將近一個

世紀！

是什么原因使變頻調速技術如此地姍姍來遲呢？

2開關器件最關鍵

目前應用得最為廣泛的是交一直一交變頻器，今通過其基本結構，來看看要實現變頻調速需要解決

哪些問題。

380V

100Hz

圖1-4交-直-交變頻器的主電路框圖

交一直一交變頻器的基本框圖如圖1-4所示，其工作過程是:先將電源的三相(或單相)交流電經整流橋

整流成直流電，又經逆變橋把直流電“逆變”成頻率任意可調的三相交流電。其中，變頻的核心部分是

“逆變電路”，其構成和原理如下述。

2.1變頻核心是逆變

圖1-5單相逆變橋及其工作過程

首先從比較簡單的單相逆變橋入手，其構成及工作過程如圖1-5所示。圖1-5中，VI、V2、V3、V4

為開關器件，組成單相逆變橋，接至直流電源P(+)與N(一)之間，電壓為UD;ZL為負載。

逆變電路的工作情況如下：

(1)前半周期

令VI、V2導通;V3、V4截止。則負載ZL中的電流從a流向b,ZL上得到的電壓是a"+"、b"一",

設這時的電壓為“+”。

(2)后半周期

令VI、V2截止;V3、V4導通。則負載ZL中的電流從b流向a,ZL上得到的電壓是a“一”、b“+”,

這時的電壓為“一”。

上述兩種狀態如能不斷地反復交替進行，則負載ZL上所得到的便是交變電壓了。這就是由直流電變

為交流電的“逆變”過程。

圖1-6三相逆變橋及其工作

三相逆變橋的電路結構如圖1-6所示。其工作過程與單相逆變橋相同，只要注意三相的相位之間互

差三分之一周期(T/3)就可以了。

2.2逆變器件有條件

上述逆變過程看似簡單:無非是若干個開關反復地交替導通而己。但問題的關鍵恰恰在于這些開關器

件上。因為，這些開關器件必須滿足以下要求：

(1)能承受足夠大的電壓和電流

1電壓

我國三相低壓電網的線電壓均為380V,經三相全波整流后的平均電壓為513V,而峰值電壓則為

537V。考慮到在過渡過程中，由于電感及負載動能反饋能量的效應，開關器件的耐壓應在1000V以上。

1電流

以中型的150kW的電動機為例，其額定電流為250A,而電流的峰值為353A。考慮到電動機和變

頻器都應該具有一定的過載能力，該變頻器開關器件允許承受的電流應大于700A。

上述條件對于有觸點開關器件來說，是早已做到了的。

(2)允許頻繁地接通和關斷

如上述，逆變過程就是若干個開關器件長時間地反復交替導通和關斷的過程，這是有觸點開關器件

所無法承受的。必須依賴于無觸點開關器件，而無觸點開關器件要能承受足夠大的電壓和電流，卻并非

易事。可以說，正是這個要求，阻礙了變頻器的出現長達近百年之久。

(3)接通和關斷的控制必須十分方便

最基本的控制如:頻率的上升和下降、改變頻率的同時還要改變電壓等等。

2.3電力電子基礎奠

上面所說的無觸點開關器件，實際上就是半導體開關器件。半導體器件在初期階段只能用于低壓電

路中，當半導體器件終于能夠承受高電壓和大電流時，就形成了一門新的學科，即電力電子學。而變頻

器和變頻調速技術也應運而生了。

(1)起步始于SCR

20世紀60年代，大功率晶閘管(SCR)首先亮相，變頻調速也因此而得到了實施，出現了希望。

圖1-7晶閘管在直流電路中

晶閘管VR在直流電路中的工作情形如圖1-7所示，當門極G與陰極K之間加入正電壓信號UG時,

VR導通，如圖(a)所示。

當門極與陰極之間撤消UG時，VT將繼續保持導通狀態，如圖(b)所示。故晶閘管在直流電路中，一

旦導通之后，是不能自行關斷的。

所以，只要在門極與陰極之間加入一個脈沖信號uG,則VR即可保持導通狀態，如圖(c)所示，uG

稱為觸發脈沖。

圖1-8晶閘管逆變電路

由晶閘管構成的逆變橋如圖1-8所示，UD是直流回路的電壓，設平均值為UD=513V。

如上述，晶閘管在直流電路中不具有自行關斷的能力。要想關斷已經導通的晶閘管，必須令晶閘管的陽

極和陰極之間的電壓0,或加入反向電壓。

圖l-8(a)的大致工作情形如下：

假設晶閘管VR1已經處于導通狀態，這時，A1點的電位與直流正端(P端)相同，而如果VR3和VR5

都處于截止狀態的話，則B1點和C1點都是0電位。如要關斷VR1,必須令VR3或VR5導通，今假設

VR3導通。在VR3導通的瞬間，B1點的電位突然上升513V,由于電容器C13兩端的電壓是不能躍變

的，故A1點的電位也同時上升513V,使VR1的陰極電位高于陽極電位，從而迫使VR1截止。

由于晶閘管逆變橋是由同一側的晶閘管相互關斷的，所以，輸出的電壓波是矩形波，如圖l-8(b)所示;

而電流波則如圖1-8(c)所示。

晶閘管變頻器除了電壓和電流波形不好外，并且因為用于相互關斷的電容器要求電壓較高、容量也

較大，故價格昂貴。除此以外，在不同的負載電流下，晶閘管的關斷條件也并不一致，這又影響了其工

作的可靠性。

所以，晶閘管雖然使變頻調速成為了可能，實現了近百年來人們對于變頻調速的企盼。但由于缺點

較多，故并未達到普及推廣的階段。

(2)普及歸功GTR(BJT)

20世紀70年代，電力晶體管GTR問世，把變頻調速推向了實用階段，于80年代初開始逐漸推廣。

C

VDBRB2

1

KIO-E

(a)

圖1-9電力晶體管的內部電路

電力晶體管實際上是由兩個或多個晶體管復合而成的復合晶體管(達林頓管)構成，如圖1-9所示。

也稱為大功率晶體管(GTR)或雙極晶體管(BJT)。

由于在變頻器內，開關器件主要用于逆變橋，故常把兩個GTR集成到一起，做成雙管模塊如圖(b)所示,

也有把六個GTR集成到一起，做成六管模塊的。

又因為在變頻器中，各逆變管旁邊總要反并聯一個二極管，所以，模塊中的GTR旁邊，都已經把反并

聯的二極管也集成進去了。

就基本工作狀態而言，電力晶體管和普通晶體管是一樣的，也有三種狀態:放大狀態、截止狀態和飽和導

通狀態。

圖1-10GTR變頻器的主要特點

GTR變頻器的逆變電路如圖l-10(a)所示，其主要特點有：

1輸出電壓

可以采用脈寬調制方式，故輸出電壓為幅值等于直流電壓的強脈沖序列，如圖(b)所示。

1載波頻率

由于GTR的開通和關斷時間較長，故允許的載波頻率較低,大部分變頻器的上限載波頻率約為1.2~

1.5kHz左右。

1電流波形

因為載波頻率較低，故電流的高次諧波成分較大，如圖l-10(c)所示。這些高次諧波電流將在硅鋼片

中形成渦流，并使硅鋼片相互間因產生電磁力而振動，并產生噪音。又因為載波頻率處于人耳對聲音較

為敏感的區域，故電動機的電磁噪音較強。

1輸出轉矩

因為電流中高次諧波的成分較大，故在50Hz時，電動機軸上的輸出轉矩與工頻運行時相比，略有減小。

(3)提高全靠IGBT

20世紀80年代末，絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)的開發成功，使變頻器在許多方面得到了較大的提高。

(a)結構特點(b)基本電路

圖1-11IGBT的基本特點

絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)是場效應晶體管(MOSFET)和電力晶體管(GTR)相結合的產物。其主體部

分與GTR相同，也有集電極(C)和發射極(E),而控制極的結構卻與MOSFET相同，是絕緣柵結構，也

稱為柵極(G),如圖l-ll(a)所示。其工作特點如下：

I控制部分

控制信號為電壓信號uGE,柵極與發射極之間的輸入阻抗很大，故信號電流與驅動功率(控制功耗)都

很小。

1主體部分

因為與GTR相同，額定電壓與電流容易做得較大，故在中小容量的變頻器中，IGBT已經完全取代了

GTR,

就是說，IGBT是一種以極小的控制功率來控制大功率電路的器件。

G6

E6

(a)雙管模塊(b)六管模塊

圖1-12IGBT模塊

變頻器所用的IGBT管，通常己經制作成各種模塊，如圖1-12所示。圖l-12(a)是雙管模塊，圖l-12(b)

是六管模塊。

以IGBT為逆變器件的逆變電路與GTR的逆變電路基本相同，如圖l-13(a)所示。其主要特點如下：

1載波頻率高

大多數變頻器的載波頻率可在(3?15)kHz的范圍內任意可調，其電壓波形如圖l-13(b)所示。

p(+)

(c)電流波形

圖1-13IGBT變頻器的主要特點

1電流波形大為改善

載波頻率高的結果是電流的諧波成分減小，電流波形十分接近于正弦波，如圖l-13(c)所示，故電磁

噪聲減小，而電動機的轉矩則增大。

1功耗減小

由于IGBT的驅動電路取用電流小，幾乎不消耗功率。

1瞬間停電可以不停機

這是因為，IGBT的柵極電流極小，停電后，柵極控制電壓衰減較慢，IGBT管不會立即進入放大狀

態。故在瞬間停電或變頻器因誤動作而跳閘后，允許自動重合閘，而可以不必跳閘，從而增強了對常見

故障的自處理能力。可以說，IGBT為變頻調速的迅速普及和進一步提高奠定了基礎。

結論:期待百年的最根本的關鍵是:直到20世紀80年代，才出現了符合要求的開關器件。

3變頻變壓須簡便

變頻調速出現了一個新問題:當頻率下降時，電動機的輸出功率將隨轉速的下降而下降，但輸入功率

和頻率之間卻并無直接關系。于是在輸入和輸出功率之間將出現能量的失衡，這種失衡必將反映在傳遞

能量的磁路中。所以，要說清楚變頻變壓的問題，必須從電動機的能量傳遞環節入手。

3.1能量傳遞靠磁通

異步電動機的工作原理與能量傳遞過程如圖1-14所示。

(a)異步電動機的定子繞組(b)工作原理

(c)能量傳遞過程

圖M4異步電動機的能量傳遞過程

(1)工作原理

圖L14(a)是異步電動機定子繞組的空間分布示意圖。它說明:三相繞組在空間位置上是互差2n/3

電角度的。

圖L14(b)是它的工作原理:當電源的三相交變電流通入電動機定子的三相繞組后，其合成磁場是一

個旋轉磁場，轉速是nOo旋轉磁場被轉子繞組(鼠籠條)切割，轉子繞組中產生感應電動勢E2和感應電

流12。感應電流又和旋轉磁場相互作用，便產生電磁轉矩TM,在TM的作用下，轉子將以轉速nM旋

轉。由于轉子繞組只有在切割旋轉磁場的情況下，才可能產生感應電動勢E2和感應電流12。而如果轉

子的轉速和同步轉速相等的話，轉子繞組將不再切割磁力線，也不會產生感應電流和轉矩，轉子便失去

了旋轉的動力。所以，轉速nM永遠小于同步轉速nO,兩者之差稱為轉差，用An表示。

(2)能量傳遞過程

圖(c)表示了異步電動機的能量關系，具體說明如下：

1輸入功率

三相交流異步電動機的輸入功率就是從電源吸取的電功率，用P1表示，計算公式如下：

P1=3U1I1COS4>1(1-5)

式中，P1—輸入功率，kW;

U1一電源相電壓，V;

II—電動機的相電流，A;

cose1一定子繞組的功率因數。

1電磁功率

定子輸入功率中減去定子繞組的銅損pcul和鐵損pFel后，將全部轉換成傳輸給轉子的電磁功率PM,

計算公式如：

PM=3ElIlcos4>1(1-6)

式中，PM—電磁功率，kW;

El一定子每相繞組的反電動勢，V。

定子繞組的反電動勢是定子繞組切割旋轉磁場的結果，其有效值計算如下：

El=4.44KEfNle1(1-7)

式中，N1一定子每相繞組的匝數；

①1一定子每對磁極下基波磁通，Wb;

KE一繞組的電勢系數。

式(1-7)表明，當頻率一定時，E1的大小直接反應了磁通①1的大小。

1轉子側的電磁功率

轉子是通過電磁感應得到從定子傳遞過來的電磁功率的，其大小由下式計算：

PM=3E2'12'cos62(1-8)

式中，E2,一轉子等效繞組每相電動勢的折算值，V；

12,一轉子等效繞組相電流的折算值，A;

cos@2一轉子等效繞組的功率因數。

這里，所謂轉子的等效繞組，是一組效果與實際繞組(鼠籠條)完全相同的假想繞組，其結構與定子繞

組相同。等效繞組中的各物理量，都綴以

E2'是轉子等效繞組切割旋轉磁場的結果，其有效值計算如下：

E2,=4.44KEfNl<Dl(1-9)

比較式(1-7)和式(1-9)可以看出，由于轉子等效繞組的結構和定子繞組完全相同，因此：

E2'=E1

1輸出功率

電動機的輸出功率就是軸上的機械功率，其大小由下式計算：

P1=TMnM/9550(1-10)

式中，TM—電動機軸上的電磁轉矩，Nm;

nM—電動機的轉速，r/mino

電磁轉矩是轉子電流與磁通相互作用的結果，其大小計算如下：

TM=KT①112'cos2(1-11)

式中，KT-繞組的轉矩系數。

(3)磁通在定子等效電路中的反映

如圖1-15,在定子磁通中，有兩種情形：

圖1-15磁通在定子等效電路中的反映

I主磁通

主磁通是能夠穿過空氣隙與轉子繞組相鏈，從而把能量傳遞給轉子的部分。主磁通在公式中常常用基波

分量中1表示，也有時用振幅值中m表示。

定子繞組切割主磁通所產生的自感電動勢E1,是定子電路內與外加電壓相抗衡的主要成分，稱為反電

動勢。

1漏磁通

漏磁通是不能穿過空氣隙與轉子繞組相鏈，從而并不傳遞能量的部分。它在電路中，只能起電抗的作用，

稱為漏磁電抗，用xl表示。

3.2磁通大小不能動

(1)磁通減小的后果

如式(1-11),電動機所產生電磁轉矩的大小，是和轉子電流和磁通的乘積成正比的。電動機的額定電流

是不允許超過額定值的，否則電動機會因過熱而損壞。因此，如果磁通減小的話，電動機的電磁轉矩將

達不到額定值，從而使帶負載能力下降。

(2)磁通增大的后果

1磁化曲線

圖1-16勵磁電流的波形

在電動機的磁路里，磁通中的大小和勵磁電流10的關系，稱為磁化曲線，如圖1-16所示。其特點是：

在開始階段，①與10基本上呈線性關系，但當①增大到一定程度時，磁路將飽和。這時，勵磁電流10

再增大，磁通中將增加得很少。

1勵磁電流的波形

當磁路未飽和時，勵磁過程在磁化曲線的線性段進行，勵磁電流的波形如圖l-16(a)所示。圖中，曲線①

是磁化曲線;曲線②是勵磁電流的波形。

當磁路飽和時，其曲線如圖l-16(b)中之曲線①所示，而勵磁電流的波形則如圖l-16(b)中之曲線③所示。

由圖知，勵磁電流的波形將發生嚴重的畸變，是一個峰值很高的尖峰波。即使磁通增加不多，勵磁電流

的峰值也會增加得很大。

所以，在進行變頻調速時，有一個十分重要的要求，就是磁通①必須保持基本不變：

①1=const

3.3變頻偏把要害捅

當電動機的工作頻率fX下降時;各部分功率的變化情形如下：

(1)輸入功率

在式(1-5)中，與輸入功率P1有關的各因子中，除cos<M略有變化外，都和fX沒有直接關系。因此，

可以認為，伏下降時，P1基本不變。

(2)輸出功率

由于在等速運行時，電動機的電磁轉矩TM總是和負載轉矩相平衡的。所以，在負載轉矩不變的情況下，

TM也不變。而輸出軸上的轉速nX必將隨fX下降而下降，由式(1-10)知，輸出功率P2也隨fX的下降

而下降。

(3)電磁功率

由圖l-8(c)可以看出，當輸入功率P1不變而輸出功率P2減小時，傳遞能量的電磁功率PM必增大。這

意味著磁通中也必增大，并導致磁路飽和。

這是異步電動機在電流頻率下降時出現的一個特殊問題。

3.4VVVF出了籠

(1)保持磁通不變的準確方法

式(1一6)中，4.44KE是常數，針對某一臺具體的電動機，每相定子繞組的匝數N1也是常數。故式(1-6)

又可寫為：

El=KE'?fl①1(1-12)

式中，KE'=4.44KEN1一常數。

由于感應電動勢的瞬時值el決定于磁通的變化率:

E1=DO/DF(1-13)

式中D①/DF,一磁通的變化率。

故式(1-12)的物理意義可由圖1-17來解釋：

她小

dt」

(a)一般情況

(b)頻率增大(c)磁通的振幅值增大

圖1-17反電動勢的大小

1比較圖l-17(a)和圖l-17(b)可知，頻率增大時，磁通的變化率增大，反電動勢的有效值也增大。

1比較圖l-17(a)和圖l-17(c)可知，磁通的振幅值增大時，磁通的變化率也增大，從而反電動勢的有效值

也同時增大。

可見，反電動勢的大小，既和頻率大小成正比，也和磁通的振幅值(或有效值)成正比。

所以，如能保持：

Rlx/Fx=CONST(1-14)

則磁通①1將可保持不變。

但反電動勢E1X是線圈自身產生的，無法從外部控制其大小，故式(1-14)所表達的條件將難以實現。

(2)保持磁通不變的替代方法

圖l-15(b)中的定子等效電路，可以形象化地畫成如圖1-18所示。由圖1-18知，反電動勢E1X是從外加

電壓U1X中，減去定子繞組的阻抗壓降AU1X后的結果。

圖1-18定子的一相等效電路

由于定子繞組的阻抗壓降AU所占比例較小，因此，用比較容易從外部進行控制的外加電壓U1X來近

似地代替反電動勢E1X是具有現實意義的。即：

UX/FX=CONST(1-15)

所以，變頻的同時也必須變壓，目的是為了保持磁通基本不變:UX/FX=CONST-中eCONST

(3)調頻比與調壓比

設當頻率下降為仇時，電壓下降為UX,則：

KF=fx/fn(1-16)

稱為頻率調節比，或簡稱調頻比。

Ku=Ux/Un(1-17)

稱為電壓調節比，或簡稱調壓比。

以上兩式中，fN和UN分別是頻率和電壓的額定值.

當kU=kF時，電壓與頻率成正比，其UX=f(fX)曲線將通過原點，如圖1-19所示，稱為基本U/f線。

圖1一19基本U/f線

3.5脈寬調制多采用

要實現變頻又變壓，可以考慮的方法有：

(l)PAM(脈幅調制)

這是最容易想到的辦法，即:在頻率下降的同時，使直流電壓也隨著下降。因為晶閘管的可控整流技術早

已成熟，所以，人們很容易想到利用可控整流技術使整流后的直流電壓與頻率同步下降，如圖1-20所

示。圖l-20(b)是頻率較高時的情形，這時，脈沖周期較短(頻率較高)，而脈沖幅值較大;圖l-20(c)是頻

率較低時的情形，這時，脈沖周期較長(頻率較低)，而脈沖幅值則較小。

(b)頻率較高時(c)頻率較低時

圖1-20PAM調制

由于PAM調制的結果是使逆變后的脈沖幅度下降，故稱之為脈幅調制。

實施PAM的線路比較復雜，因為要同時控制整流和逆變兩個部分。并且晶閘管整流后直流電壓的平均

值并不和移相角成線性關系，也使兩個部分之間的協調比較困難。

(2)PWM(脈寬調制)

將變頻器輸出波的每半個周期分割成許多個脈沖，通過調節脈沖寬度和脈沖周期之間的“占空比”來調

節平均電壓，如圖1-21所示。

(a)電路框圖

(b)頻率較高時(c)頻率較低時

圖1-21PWM調制

占空比的定義是：

D=Tp/Tc(1-18)

式中，d一占空比；

Tp—脈沖寬度，Ps;

Tc—脈沖周期，us。

圖l-21(b)是頻率較高時的情形，這時，脈沖周期較短(頻率較高)，而占空比較大;圖l-21(c)是頻率較低

時的情形，這時，脈沖周期較長(頻率較低)，而占空比則較小。

PWM的優點是不必控制直流側，因而大大簡化了電路。

經PAM和PWM調制后，所得到的電動機電流的諧波分量將是很大的。

⑶SPWM(正弦脈寬調制)

如果脈沖寬度和占空比的大小按正弦規律分布的話，便是正弦脈寬調制(SPWM),如圖122(a)所示。當

正弦量較小時，脈沖的占空比也較小;反之，當正弦量為振幅值時，脈沖的占空比也較大。

(a)SPWM的含義

圖1-22SPWM調制

SPWM的顯著優點是:由于電動機的繞組具有電感性，因此，盡管電壓是由一系列的脈沖構成的，但通

入電動機的電流卻十分逼近于正弦波，如圖l-22(b)所示。

3.6調制載波得脈沖

經過正弦脈寬調制后的脈沖系列中，各脈沖的上升沿與下降沿是由正弦波和三角波的交點來決定的。這

里，三角波是載波，正弦波是調制波。所以，可以說，SPWM的脈沖系列，是調制波調制載波的結果。

(1)單極性調制

單極性調制雖然已經很少應用，但就產生脈沖系列的基本過程而言，和雙極性調制是相同的，而單極性

調制則比較容易說明問題。

單極性調制的特點是，三角波是單極性的，如圖1-23所示。

(c)UXm較小時脈寬沖系列

圖1-23單極性SPWM變頻時：

I正弦波的頻率隨給定頻率而變;三角波的頻率原則上也跟著一起變化，但變化規律在不同品牌的變頻器

中不盡相同。

1正弦波的振幅按比值UlX/fX和給定頻率僅同時變化;三角波的振幅則不變。圖1-23中，當U1X的振

幅值較大時，所得到的脈寬調制波如圖l-23(b)所示;而當ulX的振幅值較小時，所得到的脈寬調制波如

圖1-23(c)所示。

(2)雙極性調制

實際變頻器中，更多地使用雙極性調制方式。其特點是，三角波是雙極性的，如圖1-24所示。

^AFtR=ft=ft=flzft=Rmf

uWTHW________陰

wirmjum

圖1-24雙極性調制方式

雙極性調制后的脈沖系列也是雙極性的，如圖1-24中之uU、uV、uWo但合成后的線電壓脈沖系列則

是單極性的，如圖1-24中之uUV所示。

要具體地實施SPWM,必須實時地求出各相的正弦波與三角波的交點。它們的周期根據用戶的需要而

隨時調整;并且，正弦波的振幅值也隨周期而變。只有在微機技術高度發達的條件卜，才有可能在極短的

時間內實時地計算出正弦波與三角波的所有交點。并使逆變管按各交點所規定的時刻有序地導通和截

止。

第一講百年期待盼變頻(下)

摘要：本文介紹了變頻器在改善電動機的機械特性方面所采取的措施，對變頻器的主電路進行了比較

詳細的講解。

關鍵詞：機械特性V/F控制轉矩補償矢量控制能量守恒

4機械特性要領先

長期以來，直流電動機調速系統的機械特性一直是人們公認的佼佼者。所以，三相交流異步電動機變頻

調速系統的機械特性能否和直流調速系統相媲美，便成為了變頻調速系統能否復蓋全調速領域的試金

石。

4.1電壓頂替轉矩小

(1)滿足U/f=const的機械特性

異步電動機在滿足kU=kF(U/f=const)條件下的機械特性如圖1-25所示。圖中，曲線①是在額定頻率下

的自然機械特性，臨界轉矩為TKN,允許長時間運行的轉矩即為額定轉矩TMN;曲線②是頻率較低時的

機械特性，臨界轉矩為TKX,比額定頻率時的臨界轉矩TKN小了一些，允許長時間運行的轉矩稱為有

效轉矩TMEX,也小于額定轉矩TMN。

圖1-25kU=kF時的機械特性

可見，頻率越低，電動機的有效轉矩越小，帶負載能力也越小。顯然，這樣的機械特性是難以和直流調

速系統相比擬的。

(2)低頻時臨界轉矩減小的原因

從根本上說，這是用UlX/fX=const近似地代替ElX/fX=const的結果，如圖1-26所示。

(a)額定狀態的電路示意圖(b)低頻運行的電路示意圖

圖1-26低頻時臨界轉矩減小的原因

圖l-26(a)所示是在額定頻率下運行時，反電動勢EN和外加電壓UN之間的關系。假設運行電流等于額

定電流IN,則定子繞組的阻抗壓降為△UN。

當頻率下降為fX時，在kU=kF的前提下，外加電壓下降為UX。如果負載轉矩未變，則定子電流仍為

IN,定子繞組的阻抗壓降AUX基本未變：

AUX=?AUN

顯然，阻抗壓降AUX在外加電壓UX中所占的比例增大了，而反電動勢EX在外加電壓UX中所占的

比例則減小了。就是說，當UX/fX=const時，比值EX/fX實際上是隨儀的下降而減小的。從而，主磁

通中1也隨之減小，如圖l-26(b)所示。所以，電動機的臨界轉矩TKX和有效轉矩TEX也都隨之減小。

4.2對癥下藥補償要點

(1)轉矩補償的基本原理

為了使EX/fX=const的條件得到滿足，以維持磁通中1基本不變,人們首先想到的辦法便是:頻率下降時,

在UX/fX=const的基礎上增加△u,適當提高UX/fX的比值，以補償阻抗壓降AU在UX中所占比例增

大的影響。這種方法稱為轉矩補償或電壓補償，也叫轉矩提升。因為是通過改變U/f比來實現的，故通

常稱為V/F控制法。

(a)補償后的U/f線(b)電路示意圖

圖1-27轉矩補償的原理

如圖l-27(a)所示，曲線①是kU=kF時的U/f線，當頻率為fX時，對應的電壓為UX;曲線②是補償后

的U/f線。當頻率為fXH寸，對應的電壓增加為UX'=UX+Au,使UX'/fX>UN/fN?如補償得恰到

好處的話，則反電動勢與頻率之比與額定狀態基本相同，如圖l-27(b)所示，從而使磁通①X'大體上與

額定磁通相等：

①X'弋①N

(2)變頻器的U/f線

由于不同負載在低頻運行時，負載軸上的阻轉矩也各不相同。與此對應的定子電流和阻抗壓降也不一樣,

所需要的補償量也就各異。為此，各種變頻器都設置了可供用戶選擇的轉矩提升功能(U/f線)。

各種變頻器提供的U/f線類型很不相同，但歸納起來，大致有以卜幾種：

1直線型

圖1-28變頻器的U/f線

所提供的U/f線都是直線，如圖128(a)所示。有的變頻器對所有的U/f線進行了編號，用戶只需根據需

要選擇一個編號即可;也有的變頻器則選擇起始電壓與額定電壓之比的百分數(UC%)。

1折線型

由于在頻率較高部分，實際上常不需要補償。因此，用戶可預置需要補償的轉折頻率億同時預置一個

起始電壓即可，如圖l-28(b)所示。

1任意折線型

用戶可預置2?4個轉折點，從而可使所需U/f線為任意折線型，如圖l-28(c)所示。

1自動U/f線

各種變頻器都設置了自動U/f功能，變頻器可以根據定子電流的大小自動調整U/f比。這種方式對于一

些在運行過程中阻轉矩經常變動的負載來說，是較好的選擇;但對于阻轉矩比較穩定的負載來說，如選擇

自動U/f功能時，由于變頻器處于不斷的檢測和調整狀態，反顯得不夠穩定。

⑶V/F控制法的缺點

V/F控制法中，當轉矩補償線選定之后，電動機輸入電壓U1X的大小只和工作頻率fX有關，而和負載

輕重無關。

但許多負載在同一轉速下，負載轉矩是常常變動的。例如塑料擠出機在工作過程中，負載的阻轉矩是隨

塑料的加料情況、熔融狀態以及塑料本身的性能等而經常變動的。

用戶在決定U/f線時，只能根據負載最重時的狀況(Il=I1N)進行選擇。當負載較輕時，電壓的補償量將

處于“過補償”狀態。這是因為:負載較輕時，電流II下降，定子繞組的阻抗壓降AU也減小。結果，

比值ElX/fX將偏大，使磁路飽和。

上述分析表明，當變動負載采用V/F控制法時，電動機磁路的飽和程度將隨著負載的變化而變化，這無

疑是個瑕點，使它仍難以和直流電動機相媲美。

4.3矢量控制特性

直流電動機的調速性能是十?分優越的，所以，人們就致力于分析直流電動機調速性能優越的原因，進而

研究如何使異步電動機也能夠具有和直流電動機類似的特點，從而改善其調速性能，這就是矢量控制的

基本指導思想。

(1)直流電動機的特點

1磁場特點

直流電動機中有兩種磁通：

主磁通一由定子上的主磁極產生，用①0表示。主磁極上有勵磁繞組，繞組中通有勵磁電流10。

電樞磁通一由轉子繞組中的電樞電流IA產生，用中A表示。

主磁通和電樞磁通在空間是互相垂直的，如圖l-29(a)所示。

(a)磁場特點(b)電路特點(c)調速后的機械特性簇

圖1-29直流電動機的特點

1電路特點

勵磁繞組的電路和電樞電路是互相獨立的，如圖l-29(b)所示。

1調速特點

在這兩個互相垂直而獨立的磁場中，只需調節其中之一即可進行調速，兩者互不干擾，調速后的機械特

性如圖1-29(c)所示。

(2)矢量控制的基本考慮

仿照直流電動機的特點，當變頻器得到給定信號后，首先由控制電路把給定信號分解為兩個互相垂直的

磁場信號:勵磁分量①M和轉矩分量力T,與之對應的控制電流信號分別為iM*和iT*。并假設，這兩個

互相垂直的磁場信號在空間是旋轉著，轉速等于給定頻率相對應的同步轉速。

旋轉著的直流磁場，和由三相電流產生的旋轉磁場，在轉速和磁感應強度都相同的前提卜，是可以進行

等效變換的。所以，直流旋轉磁場的控制信號可以等效地變換成三相交變磁場的控制信號iA*、iB*和iC*,

用來控制逆變橋中各開關器件的工作，如圖1-30所示。在運行過程中，當由于負載發生變化導致轉速

變化，并通過轉速反饋環節反饋到控制電路時，令磁場信號iM*不變，而只調整轉矩信號iT*,從而使

異步電動機得到和直流電動機卜分相似的機械特性。

圖1-30矢量控制框圖

(3)變頻調速與直流電動機的比較

迄今為止，變頻調速在絕大多數領域都已經趕上或超過了直流電動機，這里只舉兩個例子。

I拖動二次方律負載

(a)拖動二次方律負載(b)變頻調速機械特性(c)直流電動機機械特性

圖1-31變頻調速與直流電動機的比較

風機、水泵等屬于二次方律負載，其機械特性如圖l-31(a)中之曲線①所示。由于轉速越低，負載的阻轉

矩越小，因此，異步電動機在無補償情況下，低頻運行時轉矩減小的缺點反變成了優點，如圖l-31(a)

中之曲線②所示。如果用直流電動機拖動二次方律負載，則低速運行時，將處于嚴重的“大馬拉小車”

的狀態，如圖l-31(a)中之曲線③所示。

1額定轉速以上的特性

一方面，如上述，兩個電路互相獨立是直流電動機的優點之一。

另一方面，直流電動機在額定轉速以下調速時，其機械特性之所以能十分“平直”，是因為在調速裝置

中加入了兩個反饋系統:電流反饋系統(內環)和轉速反饋系統(外環)。

但是，這兩個反饋系統只能加到一個獨立電路(電樞電路)上。所以，當通過減小勵磁電流，在額定轉速

以上調速(弱磁調速)時，電動機的機械特性將得不到改善，如圖l-25(c)所示。

而變頻調速中的矢量控制方式，雖然是模擬了直流電動機的結果，但受控的三相電路實際上并未分開。

所以，即使在額定轉速以上，矢量控制方式仍能適用，故機械特性較好，如圖l-31(b)所示。

5電路結構記心間

各種變頻器控制電路的差異是很大的，但主電路的結構卻基本相同。此外，許多故障現象都可以通過主

電路來進行分析。所以，記住主電路的結構與特點具有十分重要的意義。

5.1交一直變換有特點

交一直變換電路就是整流和濾波電路，其任務是把電源的三相(或單相)交流電變換成平穩的直流電。由

于整流后的直流電壓較高，且不允許再降低，因此，在電路結構上具有特殊性。

(1)全波整流電路與判斷

1整流電路

在SPWM變頻器中，大多采用橋式全波整流電路。在中、小容量的變頻器中，整流器件采用不可控的

整流二極管或二極管模塊，如圖1-32(a)所示。

三相全波整流后的電壓波形如圖l-32(a)所示，它具有6個波頭，故也稱為6波頭整流。

(a)全波整流電路(b)整流模塊的判斷

圖1-32全波整流電路與判斷

I整流管損壞的判斷

判斷整流管是否損壞時，應記住整流前后各端子的符號。今以判斷VD1為例，由圖142(a)知，VD1在

R端和P端之間，當萬用表的黑表筆(電源正端)與R相接，紅表筆(電源負端)與P相接時，在正常情況

下，VD1是導通的;反之，則不導通。測量方法如圖l-32(b)所示。

(2)濾波與均壓電路

三相全波整流后的電壓波形脈動較大，需要進行濾波。由于受到電解電容的電容量和耐壓能力的限制，

濾波電路通常由若干個電容器并聯成一組，又由兩個電容器組串聯而成，如圖1-33中的CF1和CF2所

示。因為電解電容器的電容量有較大的離散性，故電容器組CF1和CF2的電容量常不能完全相等，這

將導致它們承受的電壓UC1和UC2不相等，承受電壓較高的電容器組將容易損壞。

為了使UC1和UC2相等，在CF1和CF2旁各并聯一個阻值相等的均壓電阻RC1和RC2,如圖1-33所

示。均壓原理如下：

圖1-33濾波與均壓電路

假設CF1VCF2,則UC1AUC2。這時，CF2上的充電電流IR1必將大于CF1上的充電電流IR2,這樣，

CF2上的電壓UC2有所上升，而CF1上的電壓UC1則有所下降，從而縮小了UC1和UC2的差異，使

之趨向于平衡。

(3)限流電路

變頻器在接入電源之前，濾波電容CF上的直流電壓UD=O。因此，當變頻器剛接入電源的瞬間，電源

進線之間，猶如被短路了一般，使電源電壓瞬間下降而形成干擾。與此同時，將有一個很大的沖擊電流

iC經整流橋流向濾波電容，如圖l-34(a)所示，使整流橋可能因此而受到損害。

為此，在整流橋和濾波電容器之間，接入一個限流電阻RL,把充電電流iC限制在一個較小的范圍內，

如圖l-34(b)所示，以消除剛接通電源時的沖擊。

(a)未限流的情形(b)限流后的情形

圖1-34限流電路

限流電阻RL如果常時間接在電路內，會影響直流電壓UD和變頻器輸出電壓的大小，同時，也增大了

電路的損耗。所以，當UD增大到一定程度時，必須把RL短路掉。短路所用器件大多由晶閘管或接觸

器構成，在容量較小的變頻器中，也常由繼電器的觸點構成，如圖l-34(b)所示。

(4)直流電壓指示電路

直流電壓指示燈HL并不在面板上進行顯示，通常是在主控板上。其主要功能并不表示電源是否接通，

而是在變頻器切斷電源后，表示濾波電容器CF上的電荷是否已經釋放完畢。

圖1-35直流電壓指示電路

如圖1-35所示，由于CF的容量較大，而切斷電源又必須在逆變電路停止工作的狀態下進行，所以CF

沒有快速放電的回路，其放電時間往往長達數分鐘。又由于CF上的電壓較高，如不放完，對人身安全

將構成威脅。故在維修變頻器時，必須等HL完全熄滅后才能接觸變頻器內部的導電部分，所以，HL

的作用主要在于保護人身安全。

5.2直一交變換是關鍵

逆變橋電路由圖l-36(a)中的開關器件

V1-V6構成，其功能是把直流電轉換成頻率可調的三相交流電。目前，中小容量的變頻器中，開關器

件大多使用IGBT管。

(1)反向二極管的作用

(a)逆變橋電路(b)電動機狀態的電流波形

SS

(c)電動機的狀態(d)再生狀態的電流波形

圖1-36逆變橋與反向二極管的作用

圖1-36中，每個逆變管旁邊，都反并聯一個二極管(VD7?VD12)。其作用是：

1為電動機繞組的無功電流返回直流電路時提供通路。如圖l-36(b),在電動機狀態下，電流比電壓滯后

e1角，電流的瞬間流向如下：

在0?tl期間，電流與電壓是反方向的，說明是反電動勢克服外加電壓而作功，這時的電流便是通過反

向二極管從電動機流向直流回路的；

在tl?t2期間，電流與電壓是同方向的，說明是外加電壓克服反電動勢而作功,這時的電流便是通過IGBT

管從直流回路流向電動機的。

1當由于某種原因，電動機轉子的實際轉速高于同步轉速時，反并聯二極管的作用是，為電動機的再生

電能反饋至直流電路提供通路。如圖1-36(d),在發電機(再生)狀態下，電流與電壓之間的相位差角超過

了口/2,從而，通過反向二極管流向直流回路的電流大于通過1GBT管流向電動機的電流，從整體效果

上看，電動機是在“發電”。

1為電路的寄生電感在逆變管交替導通過程中釋放能量提供通路。

(2)逆變管的驅動

1IGBT對驅動信號的要求

從截止轉為導通時，應適當提高柵極電壓uGl的上升率，以縮短開通時間;從導通轉為截止時，應適當

加入負偏壓uG2,以加快關斷過程。

1驅動模塊舉例

圖1-37IGBT的驅動電路

驅動電路基本上都已經模塊化。今以EXB850模塊為例，其內部電路及管腳安排如圖107(a)所示，外接

電路如圖l-37(b)所示。其工作過程如下：

當晶體管V3的基極得到驅動信號時，V3導通，管腳(15)與(14)之間的光耦合管導通，放大器AMP的輸

出為“+”，晶體管VI導通，控制電源的“+”極從管腳⑵進入，經VI、管腳⑶接至IGBT的柵極。

同時，IGBT的發射極經管腳⑴、穩壓管VS、管腳⑼接至控制電源的“0V”端。IGBT因G、E間得到

正電壓而導通。這時，電容器C2上的充電電壓是上“+”下“一”，電壓大小取決于穩壓管VS。

當驅動信號撤消后，V3截止，管腳?與(M)之間的光耦合管也截止，AMP的輸出為“一”，VI截止，而

V2導通。這時，IGBT的柵極G經管腳(3)、V2、管腳(9)與電源的“0V”相接，而發射極E則與電容器

C2的正端相接，IGBT的G、E間得到負偏壓，IGBT迅速截止。

(3)逆變管的緩沖電路

緩沖電路的主要作用是減小IGBT從飽和轉為截止時，C-E之間的電壓變化率。基本緩沖電路的結構如

圖1-38所示。以VT1為例，說明如下：

當VT1從飽和狀態轉為截止狀態時，C-E間的電壓將由接近于0V迅速上升至直流電壓值UD(七513V),

這過高的電壓變化率將使IGBT容易損壞。

圖1-38中，減小電壓變化率的關鍵元器件是電容器C01,如圖l-38(a)。因為C01兩端的電壓不能躍變,

這就減緩了UCE的上升速率。

(a)接入電容器(b)接入電阻(c)接入二極管

圖1-38逆變管的緩沖電路

在VT1截止期間，C01上的電壓將充至513Vo當VT1又轉為飽和導通時，C01上的513V電壓將直接

向VT1放電，產生十分強大的沖擊電流，足以導致IGBT的損壞。為了減小放電電流，在放電回路中串

入了電阻R01,如圖1-38(b)所示。

但R01的接入，又將影響C01減緩電壓變化率的作用。為此，用一個二極管VD01和R01并聯，如圖

c)所示。由于二極管具有箝位作用，所以，當VT1從飽和轉為截止時，C01減緩電壓變化率的作用不受

影響;而當VT1從被止轉為飽和時，C01的放電電流則能夠被R01削弱。

實際的緩沖電路常在此基礎上進行許多改進和補充，這里不再贅述。

(4)輸出端不允許接電源

圖1-39逆變電路與電源相接

逆變電路的輸出端是絕對不允許和電源相接的，舉例說明如圖1-39所示。

假設在某一瞬間，電源電壓為Ll"+”，L2“一”，在同一瞬間，恰值V3導通，則電流從L1經VD7、

V3至L2,形成短路，V3管將立即損壞。V3和V6是交替導通的，中間只間隔幾個微秒(us),所以，

V6也隨即損壞。又由于雙極性調制時，VI、V3、V5工作時間的間隔也只有幾個微秒，而L1與L2之

間線電壓的維持時間為10ms(50Hz時的半個周期)。所以，轉瞬之間，6個逆變管將損壞殆盡。

因此之故，變頻器主電路的輸入端和輸出端之間是絕對不能接錯的。

(5)輸出端不能接電容

+

圖1-40輸出端接電容

如圖1-40所示，如果在逆變電路的輸出端接入了電容器，貝IJ:當與直流電路“+