第10章LTE隨機接入技術10.1隨機接入過程

10.2檢測算法

10.3隨機接入性能10.4干擾分析隨機接入技術是通信系統中媒體接入控制的一項重要技術，隨機接入的最大問題就是用戶的沖突碰撞。當系統接入的用戶終端數據較多時，系統的容量會因為用戶之間的頻繁碰撞而嚴重受損。比較典型的隨機接入模式有:ALOHA/SlottedALOHA、CSMA/CD/CA、RTS/CTS以及基于資源預留的接入機制等。在LTE系統中，隨機接入主要用于用戶的初始注冊以及用戶資源帶寬的申請。根據接入目的的不同，隨機接入進程又分為異步和同步兩種。隨機接入技術主要采用基于資源預留的slottedALOHA，即用戶是先申請后調度接入。在異步隨機接入的進程中，系統主要完成以下兩個任務:

(1)建立用戶與基站的上行同步。

(2)完成用戶信息注冊以及突發業務的資源調度申請。

另外LTE的上行采用的是基于SC-OFDMA的傳輸技術，對短時延的高要求也在很大程度上制約了隨機接入進程的設計。所以，這些新的需求和變化給LTE的隨機接入設計帶來了新的挑戰。LTE經過將近兩年時間的標準化討論，已經基本確定了隨機接入設計的基準。

10.1.1隨機接入配置格式

上行鏈路的定時同步主要是通過基站估計用戶的定時信息并將其反饋給用戶端作為定時提前量(timingadvance)的調整，或者有可能的話，基站可以直接在接收端將用戶的定時偏差控制在循環保護間隔以內。用戶信息的注冊主要是指用戶身份(ID)的獲取。10.1隨機接入過程隨機接入的信號主要是基于接入時隙進行傳輸，接入時隙的時頻結構由系統的無線資源管理器(RRM)進行配置。在LTE標準的TR25.814中已經規定，隨機接入信道與數據傳輸信道既可以用FDM/TDM的方式復用，也可以用CDM的形式復用。

TR25.814規定，異步隨機接入時隙的最小帶寬是1.25MHz。這主要也是考慮到LTE系統會支持多種帶寬，其中最小的系統帶寬就是1.25MHz，所以異步隨機接入信道可以和其他同步的上行數據信道以及上行控制信道等復用在一起傳輸。

考慮到實際系統中不同的用戶負載狀況，LTE系統在每個上行幀中采用多個接入時隙，以平衡用戶的負載需求。接入時隙的周期會隨著系統帶寬的變化而不同，一般接入時隙的周期最大不會超過20個子幀時間長度。為了盡量簡化采樣方式，縮短等待時間，同時降低基站用戶接入檢測的實現復雜度，LTE采用在時域上而不是在頻域上復用多個接入時隙。時隙復用的模式共有64種，表10.1.1所示為LTE-FDD復用模式，表10.1.2所示為LTE-TDD復用模式。其中，LTE-TDD復用模式的選用是根據實際的系統帶寬而定的。

表10.1.1LTEFDD前導格式0～格式3的隨機接入配置

表10.1.2LTETDD前導格式0～格式3的隨機接入配置上述隨機接入模式有64種，共需要6比特的信息。

對于TDD系統，由于TDD幀中上行時隙的數目有限，同時隨機接入的時隙也不可能如FDD一樣靈活地分布，因此TDD不得不在頻域上進行隨機接入的復用。在FDD幀結構中，隨機接入時隙位置和頻域位置由高層指定。FDD上行幀長為10ms，TDD幀的上行幀長有5ms和10ms兩種。與FDDLTE不同，TDDLTE中有一特殊的前導發射格式:格式4。為了接入EUTRA網絡，UE通過發射5種前導格式中任意一種序列進行隨機接入:

·對于格式0~格式3，前導發射的起始位置和上行時隙的起始位置對齊，不必提前發射前導，因為前導格式已經提供了足夠的保護時間，不會造成與下一子幀數據的疊加。

·對于TDD的格式4，前導CP448Ts和前導序列4096Ts的總長為4544Ts，前導的發射應該在UpPTS結束前4832Ts開始。這個定時提供了一個時間提前量TA＝4832－4544＝288Ts的保護間隔，以彌補起始時刻的定時偏差，TA是為了避免前導與下一子幀數據相互干擾。10.1.2隨機接入的時域結構

在隨機接入的鏈路預算中，異步接入時域的長度與小區要求覆蓋的大小有關。由于接入時隙需要克服上行鏈路的傳播時延以及用戶上行鏈路的定時誤差帶來的干擾，因此一般在時隙長度設計中需要留出足夠的保護時間。在LTE協議中，關于接入時域的結構設計最終確定如下原則:

·隨機接入時域的最小長度為1ms。其中時隙內的數據塊的長度是800μs，循環前綴的長度是103.1μs，保護時間的間隔是96.9μs。

·隨機接入頻域的帶寬是1.25MHz，其中實際占用的有效帶寬是1.08MHz，即72個子載波。

·隨機接入碼字采用長度為839的ZC序列。

·如果考慮較大的小區覆蓋，接入時隙的長度需要適當地延長。考慮到大的小區覆蓋只是引起較大的傳播時延，所以，除了必須增加循環前綴和保護時間的長度外，接入時隙數據塊的長度將根據需要周期重復，通常兩次重復就足夠了。在TS36.211中對RACH定義了五種格式:

(1)格式0:RACH子幀間隔為1ms，GI支持的最大小區半徑約15km，如圖10.1.1所示。

圖10.1.1RACH物理傳輸格式0

(2)格式1:RACH子幀間隔為2ms，GI支持的最大小區半徑約70km，如圖10.1.2所示。

圖10.1.2RACH物理傳輸格式1

(3)格式2:RACH子幀間隔為2ms，GI支持的最大小區半徑30km，兩個RACH是重復的，如圖10.1.3所示。

圖10.1.3RACH物理傳輸格式2

(4)格式3:RACH子幀間隔為3ms，GI支持的最大小區半徑約100km，兩個RACH是重復的，如圖10.1.4所示。

圖10.1.4RACH物理傳輸格式3

(5)格式4:專用于TDD模式，RACH子幀間隔為0.168ms，GI支持的最大小區半徑約1.4km，如圖10.1.5所示。

圖10.1.5RACH物理傳輸格式410.1.3隨機接入的用戶簽名序列

10.1.3.1簽名序列的設計

在隨機接入中，用戶簽名序列是用來代表用戶的臨時身份的。簽名序列的設計一般需要遵守以下幾條準則:

·具有很好的檢測性能，包括較高的檢測概率和較低的誤檢概率。

·序列的數量必須足夠多，這樣才能利于小區的規劃設計以及保證足夠低的用戶沖突碰撞概率。

·能夠檢測定時信息，這就要求序列在一定的帶寬內具有良好的相關特性。

·序列具有較低的峰均比(PAPR)特性。

考慮到ZC序列能基本符合以上的要求，在LTE系統中就采用該序列作為用戶的簽名序列。具體ZC序列的表達式如下:

(10.1.1)

式中，u為序列的標識號；NZC為序列的長度。

ZC序列的最大特點是:

(1)在序列的循環自相關點上除了在起始點有峰值外，其他點上接近零。

(2)序列互相關時，只有當兩個序列的標識差與序列的長度互素時，相關值才具有恒定的包絡值N，具體的表達式如下:

(10.1.2)根據LTE系統中接入時隙的結構設計，對于格式0~格式3，確定采用的ZC序列長度為839。此外，考慮到ZC序列的零自相關特性，為進一步降低隨機接入時多用戶間的多址干擾，LTE系統采用不同循環移位的ZC序列版本來擴充原始的ZC序列，即

(10.1.3)

這里循環移位由下式給出:(10.1.4)

NCS由表10.1.3和表10.1.4給出，在實際中將主要根據本小區的半徑來選用，NCS越大，可支持的小區半徑越大。表10.1.3和表10.1.4給出了不同前導格式的循環移位可選長度。

表10.1.3格式0~格式3的循環移位NCS

表10.1.4格式4的循環移位NCS10.1.3.2用戶前導(preamble)的產生

用戶在異步隨機接入時，首先發射的是用戶preamble，它是由用戶的簽名序列調制產生的，代表用戶的ID信息。但是需要注意的是，這些用戶的ID號都是臨時的，只有當接入成功后，基站才會給用戶分配正式的ID號。

由于用戶的簽名序列都是用戶隨機選擇后確定，所以當一個序列被多個用戶同時選中又在相同的接入時隙中發射時，這些用戶就會發生沖突，而且這種沖突在基站也是很難檢測出來的。因此，為了將用戶的碰撞概率控制在0.1%以下，同時兼顧基站檢測的實現復雜度，LTE系統在每個小區最多分配64個簽名序列供用戶隨機選擇，這些簽名序列可以由不同的母碼序列通過循環移位產生。基站對于沖突用戶的檢測，將依靠后續接入用戶的數據檢測判斷。

用戶preamble既可以在時域產生，也可以在頻域中產生。10.1.3.3簽名序列的分配

在隨機接入前，基站需要廣播本小區簽名序列的基本信息，即ZC序列的碼字標識和循環移位量。LTE討論確定用10比特信息傳輸ZC碼字序列的標識，同時，在指示簽名序列的碼字時，只需說明本組ZC碼字序列的起始序號，其余的都是依次順延。簽名序列的循環移位量(4比特信息)映射16種不同的選擇，如表10.1.3所示，但是移位量的選擇要考慮移動環境下小區半徑的影響。考慮到不同ZC序列的峰均比值以及抗多普勒頻偏的能力各有所不同，在實際應用過程中，需要對ZC序列重新排序映射。協議采用的是基于ZC碼字峰均比特性的排序，主要以“立方度量”(CubicMertic，CM)為指標。這種排序方法控制了ZC序列的CM特性，可以讓大覆蓋的小區使用較低CM的ZC序列。

此外，在小區規劃時，為避免多小區間的干擾，應保證相鄰小區間使用不同組的簽名序列。10.1.4隨機接入的用戶消息數據

在隨機接入時，用戶除了要向基站發射preamble外，還要向基站傳輸一些用戶的接入控制消息，如用戶的隨機接入理由、用戶的具體資源請求以及用戶的業務優先級等信息，以供基站調度參考。在LTE的異步隨機接入中，用戶的接入控制消息是在用戶的preamble發射成功后，基站會給成功檢測的用戶反饋控制信息，比如上行定時信息、傳輸資源塊信息以及小區無線網絡臨時標識符號(C-RNTI)等。當用戶接收到基站的反饋信息后，就會先做定時調整，然后在基站分配的信道上傳輸接入控制消息。所以在傳輸接入控制消息時，用戶之間是不會有競爭沖突的。由于LTE的低時延要求，為了加快用戶接入的進程，最初也有很多公司建議將接入控制消息和preamble一起聯合傳輸。但是考慮到用戶在接入時隙的實際傳輸能力和用戶之間存在的沖突碰撞風險，最后LTE討論決定在preamble里面只隱式地傳輸部分的接入控制信息，隱式傳輸的方式將簽名序列映射為量化后的信息比特。由于每個小區的簽名序列總數是64，最多只能映射成6比特的信息(其中還包含了用戶的臨時ID的信息比特)，所以這種隱式傳輸的控制信息是相當有限的，一般是選擇那些對preamble檢測成功后給基站的調度產生重要影響的信息，比如接入的理由、用戶的業務優先級等。10.1.5隨機接入的流程描述

在進行初始的非同步物理隨機接入過程之前，物理層從高層接收如下信息:

·隨機接入信道參數(PRACH配置、頻率位置以及前導格式)。

·用于決定小區中根序列及其在前導序列集合中的循環移位值的參數(根序列表格索引、循環移位、集合類型(常規或者高速集合))。

物理層隨機接入過程包括隨機接入前導的發送以及隨機接入響應，被高層調度到共享數據信道的剩余消息傳輸未包括在物理層隨機接入過程中。物理層隨機接入過程包括如下步驟:

(1)高層請求發送前導觸發物理層過程。

(2)高層請求中包括前導序號、前導傳輸功率、關聯的隨機接入無線網絡臨時標識(RARNTI)以及PRACH資源。

(3)使用前導序號在前導序列集合中選擇前導序列。

(4)使用選中的前導序列，在指示的PRACH資源上，使用前導傳輸功率進行一次前導傳輸。

(5)如果在隨機接入響應窗中沒有檢測到與RARNTI關聯的PDCCH，那么對應的DLSCH傳輸塊被送往高層。

(6)如果已經過了隨機接入響應窗，則退出物理隨機接入流程。

10.2.1隨機接入檢測原理

LTE的上行隨機接入前導碼使用的是ZC序列的循環移位序列，第u個根序列定義如下:

(10.2.1)

其中，u是根序列母碼，NZC是ZC序列的長度。在LTE中規定preambleformat0～preambleformat3時，NZC＝839，preambleformat4時，NZC＝139。10.2檢測算法基于根序列，隨機接入前導碼利用根序列xu(n)和循環移位Cv生成:

xu，v(n)＝xu((n＋Cv)modNZC)

(10.2.2)

其中，循環移位Cv定義如下:

(10.2.3)每個小區最多有64條前導碼序列，這64條序列可以是來自同一個根序列的不同循環移位序列，也可以是來自不同根序列的不同循環移位。

基站可以利用ZC序列的相關性質對隨機接入信號進行時域相關檢測來獲得上行的定時調整量。

時域相關檢測方法直觀上定義為對接收到的信號和本地序列的各循環移位的復共軛進行點乘并求和，得到每個循環移位采樣點的時域相關值。這在數學上可以等效成接收到的頻域信號和本地頻域序列復共軛點乘后作反傅立葉變換到時域。其數學推導如下:假設接收信號的時域形式為y(m)，頻域形式為Y(k)；本地母碼序列的時域形式為x(m)，頻域形式為X(k)。那么兩者的相關函數R(m)可以表示為

(10.2.4)

其中，m為循環移位采樣點，N為ZC序列的樣點數。因此，對使用同一個根序列的不同循環移位作為前導碼的RACH用戶，把接收到的信號轉換到頻域后將其與該根序列的頻域序列復共軛點乘，對點乘后的結果作反傅立葉變換到時域，即可得到每個循環移位采樣點對應的時域相關值。

通過對本地根序列的各循環移位序列對應的循環移位搜索窗位置的時域相關值進行峰值檢測，便可以知道UE使用的是哪一條preamble碼，同時還能檢測出UE的定時提前量。圖10.2.1為RACH時域相關檢測方法的示意圖。

圖10.2.1RACH時域相關檢測方法的示意圖

RACH時域相關檢測的步驟如下:

(1)基站對各接收天線的信號進行頻率校正和降采樣處理，然后進行M點(M取決于降采樣倍數，比如M＝1536)FFT(FastFourierTransform，快速傅立葉變換)，從頻域信號提取出NZC點的RACH信號。

(2)將該信號與每個本地母碼的頻域根序列作復共軛點乘，作NZC點IFFT(InverseFastFourierTransform，快速傅立葉逆變換)得到時域相關值，然后對這NZC個時域相關值求模平方，得到時域相關能量序列，其能量值反映了信號及噪聲功率大小。

(3)將多天線或者有前導碼重復的格式進行相關能量值合并，得到合并后的NZC點時域相關序列，進行峰值檢測，最后即可檢測出前導碼位置及定時時延。

RACH信號的檢測捕獲性能可以用前導的漏檢概率和虛警概率來表征。在給定虛警概率目標的前提下，通過對應的檢測門限，可以測試RACH信號的漏檢概率。

虛警概率定義為在時域相關檢測中，當沒有信號發送時檢測到前導的概率。

漏檢概率定義為當檢測到一個不同于發射的前導，或者根本沒有檢測到一個前導，或者檢測到正確的前導但是錯誤的定時估計等這些情況發生的概率。

3GPPTS36.104協議要求目標虛警概率一般小于或等于10－3，當不發送信號時，虛警概率等于或略小于10－3的檢測門限定義為虛警檢測門限。

在3GPPTS36.211物理層協議中，循環移位Cv的定義分為非限制集(unrestrictedsets，也叫低速集)和限制集(restrictedsets，也叫高速集)，那么，在作相關峰檢測時也應該分成兩類。下面分別講述中低速小區和高速小區的峰值檢測算法。10.2.2低速檢測原理

通過上述時域相關運算，可以得到每個根序列在不同循環移位上的相關值。當所述相關值超過一定的檢測門限時，認為該相關值是RACH信號進行相關運算的結果，且對應的時間采樣點認為是定時信息；否則，未超過檢測門限時，該相關值被認為是噪聲，所述檢測門限也叫峰值檢測的絕對門限值。在中低速小區非限制集中，循環移位定義如下:

(10.2.5)

由此可知，不同循環移位對應的相關峰位置是NCS的整數倍，因此可以構造一個寬度為NCS的窗搜索。當窗內一個相關值與噪聲功率的比值超過虛警檢測門限時，認為前導檢測成功，該前導的循環移位為Cv＝floor(x/NCS)，其中x是峰值對應的采樣點位置。基站側由該循環移位和當前本地根序列計算出UE發端的前導碼，完成一次隨機接入檢測。10.2.3高速檢測原理

在高速檢測中，高速移動帶來的多普勒頻移會對ZC序列檢測帶來一定影響，下面詳細介紹ZC序列的頻偏特性。

已知ZC序列的表達式為

那么，在循環移位整數du之后，得到

(10.2.6)

其中，((·))N是取模運算；

是一個與n無關的相位旋轉常量。由此可見，頻偏對ZC序列的影響等效于在發端增加了du的循環移位量，且當u·du＋1＝NZC·m或者

也就是ZC序列產生1倍頻偏時，接收端檢測到的整個相關峰會偏移du。同理，若ZC序列產生1倍負頻偏時，相關峰則偏移－du；若u·du±2＝NZC·m，相關峰則偏移±2du。由于1倍頻偏

相當于是一個子載波間隔的頻偏Δf，而在下行UE進行頻偏校準之后，上行RACH的頻偏一般不超過Δf，所以，接收端的相關峰是一個無頻偏的序列和有1倍頻偏的序列作相關檢測后的中間狀態。也就是Cv處原有的相關峰峰值會泄露到Cv±du處，形成偽峰，且隨著頻偏慢慢增大，主窗峰值能量逐漸向Cv±du位置轉移。

在3GPPTS36.211中，協議針對ZC序列的頻偏特性構造了分別適用于中低速檢測和高速檢測的兩組循環移位集合，以限制高速檢測中多普勒頻移對ZC的影響。在高速小區限制集中，循環移位定義如下:

(10.2.7)

其中:

其他情況，該條母碼只使用根序列，不使用其偏移形式。由上述可知，循環移位對應的搜索窗位置和Cv±du對應的搜索窗位置都是獨立不重疊的。因此，可以在Cv±du處如圖10.2.2所示分別構造兩個副本窗，并和Cv主搜索窗進行綜合檢測，這樣就可以規避多普勒頻移帶來的影響。

在高速小區作綜合檢測時，可以考慮優先對主窗和副本窗分別進行窗內檢測，如果能滿足相對門限，則認為檢測成功；如果三個單窗檢測均未發現相關信號，則可以作窗合并后再作窗內搜索。這樣能較好地抑制頻偏對ZC序列檢測的影響，提升高速小區的檢測性能。

圖10.2.2高速小區檢測示意圖

10.3.1多天線虛警概率分析

根據虛警概率定義知，當發端不發送信號時，接收端信號為高斯白噪聲，而頻率校正、降采樣濾波、時域相關、FFT/IFFT均不會影響高斯白噪聲的數學特性。因此，模平方之后的噪聲序列服從χ2分布。不同自由度k的χ2概率密度函數如圖10.3.1所示。10.3隨機接入性能

圖10.3.1自由度為k的χ2概率密度函數假定噪聲表達如下:

n＝nr＋jni

(10.3.1)

該式為復高斯過程，并有

(10.3.2)

當信號s不存在時:

(1)單天線:定義單天線判決量Ａ為(Ｎ為門限)

(10.3.3)

該式等效為

是具有兩個自由度的標準chi-square分布，則單天線虛警概率可以表達為

(10.3.4)(2)兩天線:對兩根天線，直接能量相加后，判決量定義為

(10.3.5)

該式等效為

是具有四個自由度的標準chisquare分布，則兩根天線的虛警概率表達為

(10.3.6)(3)M根天線:同樣，可以導出對M根天線的虛警概率為

(10.3.7)

是具有2M個自由度的標準chi-square分布。

根據式(10.3.4)、式(10.3.6)、式(10.3.7)，可以得到不同天線下的虛警分布曲線，如圖10.3.2所示。從圖中可知，對于10－4的虛警概率，則1，2，4，6，8天線對應的N分別為18.5/2，23.5/4，32/8，39.5/12，46/16。

圖10.3.2不同天線的虛警分布曲線10.3.2多天線漏警概率分析

根據漏檢概率定義知，有信號存在時，相關前的信號為

s＋n＝sr＋nr＋j(si＋ni) (10.3.8)

相關后的信號等效為

(10.3.9)

其中Q為擴頻增益839。

(1)單天線:判決量定義為

(10.3.10)

該式等效為

由于

的分布可以認為是自由度為２的noncentralchi-square分布，即

其概率分布為

(10.3.11)

式中，Iv(z)是修正的Bessel函數。所以漏檢概率為

(10.3.12)(2)兩天線:

對兩天線的分析有以下結果:

(10.3.13)

該式等效為

是自由度為4的noncentralchi-square分布，即

則漏檢概率為

(10.3.14)(3)M天線:

對于M天線，有

(10.3.15)

該式等效為

是自由度為2M的noncentralchi-square分布，即

則漏檢概率為

(10.3.16)

根據式(10.3.12)、式(10.3.14)、式(10.3.16)，可以得到不同天線下的漏警分布曲線，如圖10.3.3所示。

從圖中可知，對于10－4的虛警概率，10－3的漏警概率，從單天線到八天線，檢測性能增益為(2/4/6/8antennas，dB):2.5500，2.3800，1.3200，0.9400。顯然，從四天線到八天線，增益小于從兩天線到四天線。

圖10.3.3不同天線下漏警概率分布曲線

3GPPRAN147會上，提出了基于1ms1.08MHz帶寬的非同步隨機接入(NSRA)的干擾問題。前導是ZC序列通過循環移位來生成的，同時非同步隨機接入的頻率資源可用作同步上行數據傳輸。不同CP的RACH結構和不同的非同步隨機接入及上行數據速率，在非同步隨機接入和上行數據之間會存在干擾，會上給出了非同步隨機接入和上行共享信道之間精確的干擾評估。10.4干擾分析10.4.1PRACH收/發結構

非同步隨機接入基于SC-FDMA的DFT-S-OFDM，PRACH發射端結構如圖10.4.1所示，接收端結構如圖10.4.2所示。

圖10.4.1PRACH發射端結構框圖圖10.4.2PRACH接收端結構框圖10.4.2仿真設置

NSRA仿