畢業設計（論文）配電網電能質量在線監測裝置研究與開發Onlinedistributionsystempowerqualitymonitoringdeviceresearchanddevelopment學生姓名所在院系學生姓名所在院系所學專業所在班級指導教師教師職稱完成時間：：電氣與信息學院：電氣工程及其自動化：0544：：助理實驗師：2009年6月20日

摘要隨著國民經濟的快速發展和電力市場的初步形成，電能質量問題已經引起電力部門的高度重視。為采取合理措施提高電能質量，建立電能治理的監測和分析系統，對其進行正確檢測、評估和分類都是十分必要的。本文首先概括的介紹了諧波分析算法的理論依據。其中，采用快速傅立葉變換進行電力系統諧波檢測時很難做到時域和頻域的統一，無法確定擾動發生的時刻，從而引入了小波變換的分析方法。并詳細的介紹了小波變換的算法及推導。然后應用DSP信號處理技術，設計出電能質量在線監測系統的硬件和軟件部分并給出相應模塊程序流程圖，通過matlab對其進行仿真分析與調試。關鍵詞諧波電能質量小波變換DSP實時檢測Abstract:Withtherapiddevelopmentofthenationaleconomyandtheinitialformationoftheelectricitymarket,powerqualityproblemshavecausedahighdegreeofattentiontothepowersector.Totakereasonablemeasurestoimprovepowerquality,theestablishmentofenergymanagementmonitoringandanalysissystem,itscorrectdetection,assessmentandclassificationisverynecessary.Thisarticlefirstintroducesageneralalgorithmforharmonicanalysisofthetheoreticalbasis.Amongthem,theuseoffastFouriertransformtopowersystemharmonicdetectiondifficulttoachievewhenthetimedomainandfrequencydomainofthereunificationwasnotpossibletodeterminethetimeofthedisturbancetookplace,thustheintroductionofwavelettransformanalysis.Anddescribesindetailthealgorithmandwavelettransformisderived.AndthentheapplicationofDSPsignalprocessingtechnology,thedesignofonlinepowerqualitymonitoringsystemhardwareandsoftwaremodulesandthecorrespondingprogramflowchartisgivenbyitsmatlabsimulationanalysisanddebugging.Keywords:HarmonicpowerqualityWaveletTransformDSPReal-timedetection目錄TOC\o"1-2"\h\z\u1引言 11.1本文研究的目的及意義 11.2電能質量國內外研究現狀 11.3電能質量分類及指標 11.4本次設計研究的內容和擬解決的關鍵問題 22電能質量問題分析方法 32.1傅里葉變換 32.2小波變換 62.3兩種分析方法的比較 82.4小波變換和傅里葉變換相結合監測電能質量方案 93電能質量的測量方法 143.1頻率的測量 153.2諧波測量 153.3電壓偏差的測量 203.4三相不平衡度的測量 203.5電壓波動和閃變的測量 214電能質量監測系統總體設計 234.1系統的性能和技術指標 234.2總體設計方案 255電能質量在線監測系統硬件設計 285.1系統整體電路 285.2信號調理電路 295.3A/D轉換電路 335.4CPLD邏輯控制電路 345.5外擴存儲電路 375.6電源模塊電路 375.7鍵盤及液晶顯示電路 395.8串口通信電路 395.9USB接口電路 415.10以太網通信電路 426電能質量在線監測系統軟件設計 436.1主程序設計 436.2中斷服務程序設計 497系統調試與分析 507.1matlab仿真分析 508結論 53參考文獻 54致謝 551引言1.1本文研究的目的及意義隨著我國國民經濟和工業技術的快速發展,在電力系統中電網與負荷出現新的變化,由此帶來的電能質量問題越發引起電力部門和電力用戶的重視。一方面,沖擊性負荷、非線性負荷使電網出現諸如波形畸變、電壓暫降、電壓閃變等較為嚴重的電能質量問題；另一方面,用戶使用越來越多的精密復雜的電子設備,它們對電能質量敏感,要求高質量、高可靠性的電能。如今,發電方、供電方和電力用戶都對電能質量給以越來越多的關注。由此,探討電能質量領域的相關理論及控制技術,對電能質量指標進行實時監測、統計和分析,實現對電能的全面質量管理顯得十分重要。1.2電能質量國內外研究現狀在工業發達國家，電能質量問題早已被當作電力系統面臨的重要問題看待，各國均在加強有關電能質量問題的研究，已得出不少理論成果，并提出一系列綜合監測控制和管理方法。其中多數儀器是采用硬件DSP技術對電信號進行分析處理的。另外，國際測控技術正向網絡化發展，出現了“網絡就是儀器”的概念，電能質量在線監測也正在適應這個潮流，電能質量監測是解決電能質量問題的重要環節,是實現電能質量分析的基礎。為了能全面而準確地反映出電力系統的電能質量信息,國內外已經開始廣泛地實施在線監測的方法來更有效地對電能質量進行監控,對測量數據進行在線或離線的分析和統計,這是傳統的離線測量方式難以實現的。根據數據采集方式的實現不同,當前電能質量在線監測主要有基于信號處理器(DSP)的監測系統和基于虛擬儀器的監測系統。1.3電能質量分類及指標電能質量問題的分類有很多種方法，按照產生和持續時間可分為穩態電能質量問題和動態電能質量問題。1.3.1穩態電能質量問題穩態電能質量問題以波形畸變為主要特征，一般持續時間較長，在一段時間內（通常是lmin以上)出現的電能質量不正常的情況，主要有下列類型：(1)過電壓：是指持續時間大于lmin，數值大于標稱電壓的電壓。(2)欠電壓：是指持續時間大于1min，數值小于標稱電壓的電壓。(3)電壓不平衡：是指電壓的最大偏移與三相電壓的平均值的比值超過規定的標準。(4)諧波：對周期性電壓或電流進行傅里葉分解，得到頻率為基波整數倍分量的含有量。諧波是衡量電能質量的重要指標之一。(5)頻率偏差：指電力系統頻率的實際值和標稱值(50Hz)之差；電力系統正常頻率允許頻率偏差為土0.2%Hz。1.3.2動態電能質量問題動態電能質量問題通常是以暫態持續時間為特征，包括脈沖暫態和振蕩暫態兩大類，主要有以下幾種形式：(1)電壓驟升、驟降：持續時間為0.5個周期至1min，電壓有效值上升或下降至標稱電壓的110%--180%或10%--90%。(2)電壓瞬變：持續時間很短.的電壓值發生快速的變化。(3)電壓閃變：電壓波形包絡線呈規則的變化或電壓幅值一系列的隨機變化，一般表現為人眼對電壓波動所弓!起的照明異常而產生的視覺感受。閃變分為周期性和非周期性兩種。幅值、頻率、相角是描述一個標準正弦量的三個基本參數。由于電力網中存在很多頻率不同的正弦波，使電力量的波形發生畸變。電力系統采用三相供電，若三相的負荷不平衡，會造成三相電力量的不平衡。所以，衡量電能質量的指標可以從幅值、頻率、波形和三相平衡度這四個角度考來慮。(1)電壓是否偏離額定電壓及偏離的程度、是否發生了波動與閃變及閃變的嚴重度；(2)頻率是否穩定在正常的范圍之內，和標稱值的偏差；(3)諧波干擾是否在允許范圍之內，波形畸變的程度；(4)三相電壓是否平衡及其程度。1.4本次設計研究的內容和擬解決的關鍵問題本文闡述了一種電能質量在線監測分析系統的設計和實現方案,重點介紹小波變換與傅里葉結合的算法，基于DSP信號處理器的硬件設計，結果通過matlab進行仿真測試，實現對電能質量在線監測目的。2電能質量問題分析方法隨著電能質量問題的日益嚴重以及廣大用戶對電能質量要求的不斷提高，建立電能質量監測與分析系統，對其進行正確的檢測、評估和分類就顯得十分必要。為了獲得有關電能質量的信息，往往需要對三相電壓、三相電流、中線電流和中線對地電壓等信號進行測量與儲存，它們構成了電能質量分析的數據源。由于這些數據必須以足夠高的采樣速率進行采樣并儲存，而且又必須長期在線進行，所以每年存儲的數據量相當大。為了充分合理地利用這些數據，可以采用某種基于變換的方法將時域信息映射到頻域，或者將時、頻域信息結合起來進行電能質量分析。近年來，在電能質量分析領域中廣泛應用的基于變換的方法主要有傅里葉變換法、短時傅里葉變換法和小波變換法。本章將針對這幾種變換域方法進行詳細闡述和比較。2.1傅里葉變換2.1.1傅里葉變換的基本概念設在全實軸R上是以2π為周期的函數，=,且在(0,2π)上平方可積,其中，=。在全實軸上以2π二為周期且在(0，2π)喲上平方可積函數全體組成的空間記為。對于，的傅里葉級數為（2.1.1）其中常數定義為（2.1.2）它稱為f(t)的傅里葉系數。對于，它的傅里葉變換定義為（2.1.3）而的逆傅里葉變換定義為（2.1.4）在全實軸R上的傅里葉變換定義為（2.1.5）的逆傅里葉變換定義為（2.1.6）傅里葉變換是時域到頻域互相轉化的工具。從物理意義上講，傅里葉變換的實質是把這個波形分解成許多不同頻率的正弦波的迭加和。因此，我們就可以把對原函數的研究轉化為對其權系數，即其傅里葉變換F(ω)的研究。從傅里葉變換中可以看出，這些標準基是由正弦波及其高次諧波組成的，因此它在頻域內是局部化的。2.1.2離散傅里葉變換為了計算傅里葉變換，需要用數值積分，即取在R上的離散點上的值來計算積分。在實際應用中，我們希望在計算機上實現信號的頻譜分析和其它方面的處理工作，所以要求信號在時域和頻域應該是離散的，而且都是有限長的。下面給出離散傅里葉變換(DFT)的定義。給定實的或復的序列,，設改序列絕對值和滿足，稱序列n=0,1,…,N-1(2.1.7)為序列的離散傅里葉變換，稱為序列的逆離散傅里葉變換。k=0,1,…,N-1(2.1.8)為了計算（2.1.9）其中，共需次乘法：對于一個n，有N次乘法，又n=0,1,…N-1,所以共有次乘法2.1.3快速傅里葉變換快速傅里葉變換(FFT)是離散傅里葉變換(DFT)經過適當安排后的快速算法，用以滿足工程技術及科學研究上的需要。其原理是：(1)利用的周期性。注意==1，如果n是N的整數倍n=mN，則====1；(2)利用指數運算。由把一個復雜的運算分為幾個簡單的運算可以節省時間。FFT的采樣點數由運算過程決定，通常為N=。此時，式（2.1.9）中的上標n和k用整數的二進制表示如下：其中取0或1。即這時式（3.1.9）變成了（2.1.10）利用則式（2.1.10）變成=（2.1.11）其中（2.1.12）繼續分解，最后（2.1.13）2.2小波變換小波變換(WT)是由Morlet于1980年在進行地震數據分析工作時首創的。小波就是最短最簡單的振動。小波分析的基本思想是以一簇函數去表示和逼近一個信號或函數，這一簇函數稱為小波函數系，它是通過一個基本小波函數的不同尺度的平移和伸縮構成的。2.2.1一維連續小波變換設，其傅里葉變換為，當滿足允許條件（完全重構條件或恒等分辯條件）時，（2.2.1）我們稱為一個基本小波或母小波。母小波經過伸縮和平移后得（2.2.2）稱其為一個小波序列。其中a為伸縮因子，b為平移因子。對于任意的函數，連續小波變換為（2.2.3）其重構公式（逆變換）為（2.2.4）由于母小波生成的小波在小波變換中對被分析的信號起著觀測窗的作用，所以還應該滿足一般函數的約束條件（2.2.5）故是一個連續函數。為了是信號重構的實現在數值上是穩定的，除了完全重構條件外女孩要求小波的傅里葉變換滿足下面的穩定條件式中，。（2.2.6）連續小波變換具有以下重要性質：(1).線性性：一個多分量信號的小波變換等于各個分量的小波變換之和；(2).平移不變性：若的小波變換為，則的小波變換為；(3).伸縮共變性：若的小波變換為，則的小波變換為c>0：(4).自相似性：對應不同尺度參數a和不同平移參數b的連續小波變換之間是自相似的；(5).冗余性：連續小波變換中存在信息表述的冗余度2.2.2離散小波變換在實際運用中，尤其是在計算機上實現時，連續小波必須加以離散化。因此，有必要討論連續小波和連續小波變換的離散化。需要強調指出的是，這一離散化都是針對連續的尺度參數a和連續的平移參數b的，而不是針對時間變量t的。這一點與我們以前習慣的時間離散化不同。在連續小波中，考慮式（2.2.2）；（2.2.2）為方便起見，在離散化中，總是限制a只取正值，這樣允許條件就變為（2.2.7）通常，把連續小波變換中尺度參數a和平移參數b的離散化公式分別取作這里，擴展步長是固定值。位計算方便，經常假定，所以對應的離散小波函數可寫作（2.2.8）而離散化小波變換系數則可表示為（2.2.9）其重構公式為其中C是與信號無關的常量（2.2.10）2.2.3二進制小波變換以上是對尺度參數a和平移參數b進行離散化的要求。為了使小波變換具有可變化的時間和頻率分辨率，適應待分析信號的非平穩性，顯然需要改變a和b的大小，以使小波具有“變焦距”的功能。在實際中采用的是動態的采樣網格。最常用的是二進制的動態采樣網格，即，。每個網格點對應的尺度為，而平移為k。由此得到的小波稱為二進制小波。如下式（2.2.11）函數序列叫做的二進制變換，其中（2.2.12）上式的逆變換為（2.2.13）二進小波對信號的分析具有變焦距的作用。假定一個放大倍數，它對應為觀測到信號的某部分內容。如果想進一步觀察信號更小的細節，就需要增放大倍數，即減小j值；反之，如果想了解信號更粗的內容，則可以減小放倍數即加大j值。2.3兩種分析方法的比較小波分析是傅里葉分析思想方法的發展和延拓，二者是相輔相成，兩者比較主要有以下不同。(1).傅里葉變辣的實質是把信號分解到以為正交基的空間上去；小波變換的實質是把信號分解到所構成的空間上去。(2).傅里葉變換用到的基本函數只有時，具有唯一性；小波分析用到的小波函數則具有不唯一性，同一個工程問題用不同的小波函數進行分析有時結果相差甚遠，小波函數的選用是小波分析應用到實際中的一個難點問題，目前往往通過經驗和不斷的實驗來選擇小波函數。(3).在頻域中，傅里葉變換具有較好的局部化能力，特別是對于那些頻率成分比較簡單的確定性信號，傅里葉變換很容易把信號表示成各頻率成分的疊加和的形式。但在時域中，傅里葉變換沒有局部化能力，無法從時域的傅里葉變換看出信號在任一時間點附近的狀態。(4).短時傅里葉變換中，變換結果，主要依賴于信號在片段中的情況，時間寬度是，在小波變換中，主要依賴于信號在τ附近的情況，時間寬度是隨著尺度a的變化而變化的，所以小波變換具有時間局部分析能力。(5).若用信號通過濾波器來解釋，小波變換與短時傅里葉變換不同之處：對于短時傅里葉變換來說，帶通濾波器的帶寬是固定的；相反，小波變換帶通濾波器的帶寬是變化的。(6).在小波分析中，尺度a的值越大，相當于傅里葉變換中ω的值越小。2.4小波變換和傅里葉變換相結合監測電能質量方案由于電力系統的電磁擾動現象非常龐雜，要對其類型進行正確的識別絕非易事。作為絕大多數諧波測試儀的基本算法，傅立葉變換已被證明非常適用于諧波等電力系統穩態擾動現象的分析，但因其不具有時域分析能力，所以在分析含有短時高頻分量和長時低頻分量的電能質量擾動時有很大的局限性。而短時傅立葉變換的時-頻窗口沒有自適應性，不能分析信號的突變過程，且其離散形式沒有正交展開，故難以實現高效算法。由于具有良好的時-頻局部化特性，小波變換可以聚焦到信號的任意細節，能夠很好地處理突變信號，因此特別適合于非穩態畸變波形問題的分析。雖然小波變換可以克服傅立葉變換的局限性，解決傅立葉變換難以處理的問題，但其自身也有不足之處。利用小波變換并不能準確地測量諧波分量的幅值。針對上述問題，本文提出了一種實用的分析方法，將傅立葉變換和小波變換結合起來進行電能質量擾動的檢測與分類，一方面使這兩種變換方法優勢互補、各盡所能，另一方面又可以在線地將擾動提取出來，具有很強的實時性。下面將對這一方法的具體實現作詳細的說明。2.4.1二者相結合的電能質量監測方法從電能質量問題的危害和各種電能質量問題發生的頻率方面分析，諧波顯然是最為重要的電能質量問題之一。基于FFT的方法在諧波分析方面具有簡明有效的特點，是其它方法無法比擬的。另一方面，基于FFT的方法在分析能力上確實具有重大的缺陷，這些缺陷包括：頻譜不包括時域信息；為了從中提取頻譜信息，就要取無限時間量；因為一個信號的頻率與它的周期長度成反比，所以分析高頻信息需要時間間隔相對的小，以獲得比較好的精度，而分析低頻信息需要時間間隔相對的寬，以給出完全的信息。而基于FFT的方法(短時FFT)具有固定寬度的時頻窗口，因此無法做到這一點。小波變換是一種多尺度分析，它對時間序列過程從粗到細加以分析(即從低分辨率到高分辨率)，既顯示過程變化的全貌，又剖析局部變化特征，具有對信號的自適應性，因而在電能質量分析領域大有用武之地。目前突變的、暫態的非平穩電能質量擾動的分類識別、短時間諧波的檢測、電壓閃變的時頻分析都成為待解決的難點。針對這些電能質量擾動，提出采用小波多分辨率信號分解的電能質量檢測新方法。小波變換具有良好的時一頻局部化特征，可以聚焦到信號的任意細節，能夠很好地處理突變信號，特別適合于非穩態畸變波形問題的分析。但其自身也有不足之處，利用小波變換不能準確地測量諧波分量的幅值。所以，用于實現電能質量在線監測的算法應該是一種同時具備FFT方法和小波方法優點的算法，該算法必須具備以下特點：(1).能夠獲得信號的準確頻率特性，即能夠分析諧波的準確位置和能量。這必須通過基于FFT方法的計算得到。(2).對時間域的變化要敏感，能夠準確得到電能質量的細微變化在時域中發生的時間。(3).算法得到的系數應該在時域和頻域上具有明確的物理意義，即系數應該與明確的時間和頻率相對應，能夠從系數中獲得重要的與電能質量問題的類型相關的時域和頻域的特征信息，算法效率要高，適用于實時分析。大量理論文獻和研究表明，目前單獨使用FFT算法或者某種小波分析算法是無法獲得上述分析能力的，因此必須同時使用FFT算法和小波分析算法來實現電能質量的在線監測。一方面使這兩種變換方法優勢互補，各盡所能，電能質量監測方法原理框圖如圖2-1所示。電能質量信號電能質量信號采樣采樣數字濾波數字濾波Mallat分解算法Mallat分解算法是否檢測到極大值是否檢測到極大值FFT頻譜分析求出擾動持續時間FFT頻譜分析求出擾動持續時間由頻譜判斷穩態現象的類型Mallat重構算法提取擾動波形由頻譜判斷穩態現象的類型Mallat重構算法提取擾動波形純正弦波閃變諧波暫態長期短期純正弦波閃變諧波暫態長期短期圖2.1小波變換和傅立葉變換的電能質量監測方法原理框圖2.4.2應用小波分解與重構檢測擾動信號(1)小波基選取原則：eq\o\ac(○,1)正交性(或近似正交性)、緊支性、可進行離散小波變換等性質。eq\o\ac(○,2)尺度函數和小波基都具有一定的消失矩，這種特性有利于加快小波變換的速度。eq\o\ac(○,3)在不同分辨率具有非常好的多項式函數近似，增加分析計算的效率。eq\o\ac(○,4)能夠比較容易地直觀顯示信號的特性，同時還能檢測其它潛在的時變擾動。在多分辨率分析中，尺度函數和小波函數可以分別表示為：（2.4（2.4式（2.4.1）稱為尺度函數的雙尺度方程，式（2.4.2）稱為小波函數的雙尺度方程。從這兩個方程式可以看出，小波基可以由尺度函數的平移和伸縮的線性組合得到，其構造歸結為低通濾波器的設計。(2)分解層數的確定:為了檢測和提取電能質量擾動，必須確定合理的分解層數，對信號的頻帶進行正確的劃分。頻帶劃分的原則是：盡量使信號的基頻位于最低子頻帶的中心，從而限制基頻分量對其它子頻帶的影響。00—6.4kHz0—3.2kHz3.2—6.4kHz1.6—6.4kHz0—1.6kHz0.4—6.4kHz0—0.4kHz0.8—6.4kHz0—0.8kHz0.2—6.4kHz0—0.2kHz圖2-2頻帶劃分示意圖設采樣頻率為。頻帶的劃分數目可由下式取整數求得：（2.4.3本文分析的我國的電能質量信號基頻為50Hz，采樣頻率為12.8kHz。由上式求得子頻帶的數目為p=7，即應該對信號進行6層多分辨率分析。頻帶劃分示意圖如圖2-2所示。此時基頻恰好位于最低子頻帶的中心。（3）信號奇異性的檢測信號中的奇異點及不規則的突變部分經常帶有比較重要的信息，它是信號重要的特征之一。長期以來，傅立葉變換是研究函數奇異性的主要工具，其方法是研究函數在傅立葉變換域的衰減以推斷函數是否具有奇異性及奇異性的大小。但傅立葉變換缺乏空間局部性，它只能確定一個函數奇異性的整體性質，而難以確定奇異點在空間的位置及分布情況。由于小波變換具有空間局部化性質，因此利用小波變換來分析信號的奇異性及奇異性位置和奇異度的大小是比較有效的。利用小波分析檢測信號突變點的一般方法是：對信號進行多尺度分析，在信號出現突變時，其小波變換后的系數具有模極大值，因而可以通過對模極大值點的檢測來確定擾動發生的時刻。一般突變點的定位是在多分辨分析的第一層和第二層高頻系數中進行的判斷的。（4）擾動持續時間的確定如果在小波分解的第一層和第二層高頻系數中檢測到了模極大值，說明信號有突變，對應的電能質量現象為非穩態擾動。非穩態擾動現象包括暫態、短期變化和長期變化三大類。為了進一步區分這三種非穩態擾動，可以利用其持續時間特征作為分類的重要依據之一。短期電壓變化的持續時間為0.5個周期到1分鐘，長期電壓變化的持續時間為大于l分鐘，而暫態的持續時間具有不確定性，一次脈沖暫態的持續時間可能只有幾納秒，而一次低頻振蕩暫態過程則可能持續數十毫秒。因此，利用擾動持續時間可以較好地區分短期變化和長期變化，但如果低頻振蕩暫態的持續時間恰好位于短期變化定義的持續時間范圍內時，則必須利用小波重構對擾動波形進行提取，從而實現進一步的分類來區分低頻振蕩暫態和短期變化。（5）擾動波形的提取為了更好的區分持續時間范圍有重合的低頻暫態和短期變化，以及對暫態現象更細的分類，可以利用小波重構對擾動波形進行提取。重構波形的幅值和上升沿等特征信息為擾動的進一步分類提供了依據。設擾動的持續時間為，則對，的頻率所在的頻帶進行重構，可以將擾動的波形提取出來。為了提取更為精確的擾動波形，往往需要對多個子頻帶進行小波重構，尤其是和所在的頻帶相鄰的子頻帶。重構得到的擾動波形可以作為人工神經元網絡(ANN)或者模糊專家系統(FEs)的輸入，從而進行離線的擾動辨別和評估。圖2-3為利用Mallat小波重構算法對某一脈沖暫態信號進行擾動波形提取的結果。其中橫坐標表示采樣點數，縱坐標表示幅值。重構的擾動波形重構的擾動波形10.50-0.5-10500100015002000250030003500400045000.50-0.5-1-1.5050010001500200025003000350040004500信號圖2-3對脈沖暫態信號的擾動波形的提取通過對暫態擾動所做的大量仿真，可以得知：重構擾動波形的方法對中頻振蕩暫態和低頻振蕩暫態的提取效果令人滿意。但由于采樣頻率的限制，該方法不能用來提取頻率成分過高的暫態過程。另外，小波重構對短期變化擾動的提取效果也不佳，這是因為短期變化現象的持續時間通常遠大于暫態過程的持續時間，其頻譜成分大都集中在最低子頻帶，無法將基波和擾動波形區分開來。所以為了正確區分暫態、短期變化和長期變化這三類非穩態擾動，必須首先用小波分解確定擾動持續時間，然后用小波重構提取擾動波形，應該將這二者結合起來作為分類的依據。2.4.3如果在應用小波分解沒有檢測到模極大值的情況下，說明信號沒有突變點，對應的電能質量現象為穩態擾動或正常情況。此時，可以利用快速傅立葉變換(FFT)進行分析。對諧波、閃變及純正弦波電壓進行傅立葉分析后，可以看出這三種穩態現象的諧波頻譜具有明顯不同的特征。因此，利用快速傅立葉變換不僅能夠計算出電壓的各次諧波含量，而且可以作為區分諧波和閃變的一種手段。3電能質量的測量方法隨著電能質量對國民經濟的影響逐漸加大和人們對電能質量研究的逐漸深入，人們對電能質量關注的焦點已不僅僅是電壓、頻率和諧波等各種穩態指標，還包括影響電能質量的實時信息，如瞬時擾動和暫態諧波等，同時也要求電能質量監測系統提供更為直觀的分析結果，以利于對電能質量問題做出決策。下面簡單介紹五種電能質量的測量方法。3.1頻率的測量電網頻率是電能質量體系中的一個重要指標,關于頻率測量的研究，國內外已經有較多的成果，許多算法已經應用到現實生活中，早期測量過程中需要時間長，在暫態過程中測量誤差大。后期利用DSP數字技術對頻率進行測量，具有測量精度高和時間短的優點得到廣泛的應用。進行頻率測量的主要算法有：(1)周期法：周期法即為零交法。通過測量信號波形相繼過零點間的時間寬度來計算頻率。該方法概念清晰、易于實現，但精度低，受諧波、噪聲和非周期分量的影響，實時性不好。對它的改進主要是提高實時性和測量精度。改進算法有：水平正交算法、高次修正函數法和最小二乘多項式的曲線擬和法。這樣計算量和復雜度會很大。(2)解析法：通過對信號觀測模型進行數學變換，將待測量f或△f表示為樣本值的顯函數來估計，但精度總體不高。(3)誤差最小化原理類算法：包括最小二乘算法、最小絕對值近似法、牛頓算法、離散卡爾曼濾波算法、正交去調制法、DFT(FFT)類算法及其改進算法3.2諧波測量由于電力系統中非線性負荷的增加，給系統帶來了大量的諧波污染，影響了電網的安全運行和用戶對電能質量的要求。在諧波測量上多數采用數學方法對電壓電流信號進行諧波分析，對于穩態諧波的測量，快速傅里葉變換（FFT）是分析諧波的最好方法，利用FFT可以直接得到波形所含的各頻譜分量，下面介紹一下FFT的改進算法基于復序列的FFT算法。3.2.1基于復序列的FFT算法推導基于復序列的FFT算法是FTT的改進算法，這里先介紹FFT算法的推導過程。當輸入信號可為周期函數或可近似地作為周期函數處理時，電力系統信號均滿足，則它可被分解為一個各種頻率的正弦函數序列之和，即傅立葉級數，其三角級數形式為：（3.2.1）式中：，，，h=1，2，…h=1，2，…若設則（3.2.2）將公式代入上式可得：h=0，1，2…（3.2.3）上式即為傅里葉級數的復數形式。對信號進行每周波均勻采樣N個點時，將上式進行離散化處理得：，h=0，1，2…（3.2.4）令，則，h=0，1，2…（3.2.5）上式為傅立葉級數的離散形式，稱為離散傅立葉變換(DFT)。由于離散型傅里葉和快速傅里葉運算都是以復數信號進行處理的，而實際中處理的一般都是實數信號，直接用FFT對實數信號進行處理是不方便的。在實際運算序列時，可以將兩個長度相同的實序列分為負序列的實部和虛部來進行處理，即基于負序列的FFT算法。推導方法如下：設兩個實序列令得：（3.2.6）（3.2.7）其中的實部和虛部。（3.2.8）由式（3.2.7）得：（3.2.9）（3.2.10）根據傅立葉變換的周期性和奇偶虛實性，可知實序列的傅立葉變換的實部為偶函數，虛部為奇函數。可得：對（3.2.6）進行FFT變換，由于其復共軛性質，可以得到（3.2.12）式中的共軛復數，這就是復序列FFT的算法原理。3.2.2基于復序列的FFT算法設畸變電壓和電流中含有L次諧波，則可以用下面表達式表示：（3.2.13）現若已經測量到N點的電壓序列，則可以構造一個復序列（3.2.14）對復序列，其離散傅里葉變換為（3.2.15）由（3.2.14）可得：（3.2.16）對上式進行DFT并考慮其復共軛性質，可以得到電壓、電流的頻譜為：（3.2.17）設u(t)是一個僅含有第q次諧波的正弦電壓信號，則由式(3.2.13)得（3.2.18）其向量表示式為；（3.2.19）當在一個信號周期內對進行N點等間隔采樣時有：（3.2.20）對于非正弦周期信號的離散傅立葉變換，若已知最高次諧波為L，則在一個信號周期內的采樣點數N應為：N>2L。在此，對一個僅含有第q次諧波的正弦電壓信號而言，應滿足N>2q。因q為正整數，故1<q<N/2-1。容易證明電壓頻譜U(q)為（3.2.21）其向量表示為：(3.2.22)由式（3.2.20）和（3.2.22）可得電壓、電流向量及頻譜關系（3.2.23）諧波電壓和諧波電流的有效值和功率如下：（3.2.24）（3.2.25）（3.2.26）（3.2.27）（3.2.28）式中分別為X的實部和虛部。根據以上結果，可得到電壓和電流的有效值、有功功率、無功功率、功率因數分別為從以上推導可知，在整個過程中只需要對式(3.2.10)進行一次FFT變換，就可以完成諧波、電壓電流有效值和功率的計算；與傳統的FFT比較，對相同長度電壓、電流采樣序列進行諧波分析，采用基于復序列FFT算法可以把FFT分析運算量減半，這樣大大提高了數據處理的速度。3.2.2通過基于復序列FFT算法對電網諧波進行分析后，我們就可以對電網中的諧波指標進行計算了，下面是幾個諧波指標的定義及計算方法。諧波含有率(HR)：h次諧波分量的有效值(或幅值)與基波分量的有效值(或幅值)之比，用百分數表示即：第h次諧波電壓含有率：第h次諧波電流含有率：總諧波畸變率（THD）：諧波總量的有效值與基波分量的有效值之比，用百分數表示即：諧波電壓總量為：諧波電流總量為：電壓總諧波畸變率：電流總諧波畸變率：3.3電壓偏差的測量電壓允許偏差是指電力系統電壓緩慢變化時，實際電壓與系統標稱電壓之差。通常指電壓變化率小于每秒1%時實際電壓值與系統標稱電壓之差，可用有名值或標么值表示。（3.3.1）其中實際電壓為實測電壓，額定電壓為系統的額定電壓。電壓變動指的是供電點電壓在兩個相鄰的、持續一定時間的電壓均方根值之間的差值。通常以額定電壓的百分數來表示電壓變動的相對百分值即：（3.3.2）在同一方向小于30ms的快速。變化不計入電壓變動。小于30ms的期間內，同方向的電壓均方根值的變動只算作一次變動。在單位時間內電壓變動的次數稱為電壓變動的頻度。當所測電壓有效值低于額定電壓10%且持續3秒鐘以上視為電壓間斷。3.4三相不平衡度的測量三相不平衡度的測量建立在各序分量的計算上。電力系統三相不對稱時，三相電路的電壓和電流的基頻分量都呈現為不對稱的向量。根據對稱分量法可以將三相不對稱的分量唯一地分解為3組對稱的分量，即正序分量、負序分量和零序分量。以電壓為例：A、B、C三相電壓的零序、正序、負序的計算公式如下：（3.4.1）式中為A、B、C三相電壓矢量，a為旋轉因子，三相電壓不平衡度通常以負序分量與正序分量均方根值的百分比來表示。（3.4.2）通過上式可得到三相電壓、電流的不平衡度。不平衡度的3秒方均根值（3.4.3）式中：是在3秒內第K次測得的不平衡度。m：是在3秒內均勻間隔取值次數，m=6不平衡度的統計測量方式和諧波的統計測量方式相似。采用上述方法計算較為繁瑣，國際中給出了兒個簡化的計算公式，但都有其限定的應用條件。公式（3.4.4）其中：，a、b、c為三向量。另有不平衡度的近似計算公式（3.4.5）式中：。3.5電壓波動和閃變的測量3.5.1在檢測電壓波動分量時，通常將電壓波動看成以工頻電壓為載波，以電壓的方均根或峰值受到以電壓波動分量作為調制波的調制。對于任何波形的調幅波均可以看作是由各種頻率分量合成。設電壓瞬時值解析式為：（3.5.1）為求電壓的波動只需提取出調幅波。將上式平方可得：（3.5.2）平方后的信號經過0.05-35HZ的帶通濾波器濾去直流分量和工頻以上的分量，便可檢測出調幅波即電壓波動分量，其輸出為：（3.5.3）3.5.2電壓閃變指標的測量根據電工委員會推薦規定，給出閃變的檢測規范，如下圖所示。框1框1u(t)S（t）輸入適配和自檢信號平方檢測器0.05Hz~35Hz帶通濾波器加權濾波器平方器，一階低通濾波器框3框4框2框5閃變的統計評定圖3-1電壓閃變測量框1，將輸入的被測電壓適配成適合儀器的電壓數值，并能發生標準的調幅波電壓作儀器自檢信號。框2，用平方檢測法從工頻電壓波動中調解出反映電壓波動的調幅波。框3，由帶通濾波器和加權濾波器構成。要對二倍工頻的衰減在90db量級。這里帶通濾波器由截止頻率0.05Hz高通濾波器和35Hz的低通濾波器構成，其作用是檢測出電壓波動分量；加權濾波器的作用是用來模擬人眼對不同頻率電壓波動分量的選擇性，并對二倍工頻以上分量進行衰減。各環節的傳遞函數為：（3.5.4）式中，35Hz低通濾波器為六階巴特沃思濾波器，傳遞函數：（3.5.5）式中：，加權錄波器的傳遞函數即為UIE給出逼近視感度系數曲線的傳遞函數，（3.5.5）式中框4，平方器和一階低通濾波器，模擬人腦神經對視覺反映和記憶效應。信號的平方模擬非線形的眼一腦的覺察過程；平滑濾波模擬人腦的記憶效應。一階低通濾波器的傳遞函數：（3.5.6）框5，統計分析，將4輸出的恒速采樣(采樣頻率不小于50Hz)，輸出Pst和Plt電力系統中各種擾動引起的電能質量問題主要可分穩態和暫態兩大類。穩態電能質量問題以波形畸變為特征，主要包括諧波、間諧波、波形下陷以及噪聲等；暫態電能質量問題通常是以頻譜和暫態持續時間為特征，可分脈沖暫態和振蕩暫態兩大類。本設計主要研究這兩大類電能質量問題的算法和在線監測裝置的設計。4電能質量監測系統總體設計4.1系統的性能和技術指標本文所設計的電能質量監測系統主要實現國家標準中關于電能質量的指標:電壓偏差、頻率偏差、諧波、三相不平衡等指標的檢測，并能夠實現對基本電量，如電壓、電流、功率、功率因數、頻率等參數進行高精度的在線測量；能夠采用多種通訊方式實現遠程組網進行數據采集和監測；采用高分辨率TFT-LCD實時顯示數據；當有數據指標超過限定值時，系統會記錄下來并報警。根據系統的設計思想和性能要求，同時依據國家標準或國際標準，制定了本文所設計的電能質量監測系統的技術指標，如下所示：4.1.1可測量參數(1)電壓有效值(電壓偏差)、電流有效值(電流偏差)、頻率值(頻率偏差)；(2)有功功率、無功功率、視在功率、功率因數；(3)電壓不平衡度、電流不平衡度；(4)諧波電壓、諧波電流(至50次)，諧波相位、諧波功率、諧波畸變率。4.1.2主要功能(1)測量三相電壓、電流的各項電能質量；(2)諧波測量次數:1～50次；(3)具有電壓、電流不平衡測量功能；(4)具有基波參數，三相電壓、電流，有功、無功功率等指標測量和顯示功能；(5)具有各項指標超限記錄功能；(6)通過鍵盤操作可實時顯示各項指標和設置參數；(7)可將數據存入移動存儲盤，提高了系統的便攜性。4.1.3技術指標(1)頻率測量范圍：45～55Hz，精度：0.1Hz；(2)相位測量范圍：0～360度，精度：1.0%；(3)電壓測量范圍：0～400V，精度：1.0%；(4)電流測量精度：1.0%；(5)基波精度：基波電壓1.5%，基波電流1.5%；(6)諧波電流精度：當≥3%時，相對誤差<5%；<3%時，相對誤差<0.15%；(7)諧波電壓精度：當≥1%時，相對誤差<5%；<1%時，相對誤差<0.05%；(8)電流不平衡度測量精度：1.0%；(9)電壓不平衡度測量精度：1.0%；(10)信號轉換精度：16Bit；測頻誤差：＜0.01Hz4.2總體設計方案4.2.1系統總體結構設計本系統組成框圖見圖4-1。它主要由信號采集模塊、DSP數據處理模塊、CPLD邏輯控制模塊、鍵盤和液晶顯示電路、外擴存儲器電路和通信電路組成。整個系統的工作原理為：三相電流經過電流互感器(CT),三相電壓經過電壓互感器(PT)后,由A/D采樣芯片ADS8364進行采樣，將輸入的模擬信號轉換成數字信號，送入DSP進行數據處理、顯示結果、存儲數據和傳輸數據等工作，即DSP把實時的計算結果送到液晶顯示屏顯示，并把超標數據存儲在非易失性FLASH存儲器里；可以使用鍵盤操作設置參數，將數據通過USB存進移動存儲盤，并能通過RS232、RS485、以太網接口等通信接口實現與上位機相連，將數據上傳至上位機，實現在上位機中對數據的分析管理；CPLD用來實現對整個系統外圍電路的邏輯控制，產生對信號采集模塊、RS485模塊、USB模塊和以太網模塊的片選信號。鍵盤CPLD邏輯控制模塊鍵盤CPLD邏輯控制模塊以太網USBRS485RS232信號采集以太網USBRS485RS232信號采集DSP（TMSDSP（TMS320F2812）數據處理模塊外擴FLASH外擴RAM液晶顯示外擴FLASH外擴RAM液晶顯示圖4-1系統總框圖4.2.2按照模塊化、數字化、智能化、網絡化的設計思想，在設計中將整個硬件電路分為六大模塊：信號采集模塊、DSP數據處理模塊、CPLD邏輯控制模塊、外擴存儲模塊、鍵盤及液晶顯示模塊和通信模塊。系統各個模塊的具體功能介紹如下：（1）信號采集模塊信號采集模塊包括電壓互感器、電流互感器、偏置電路、A/D轉換芯片，其主要功能有：eq\o\ac(○,1)電壓互感器將電網中的交流電壓信號轉換成峰值為-10V~+10V的雙極性電壓信號；eq\o\ac(○,2)電流互感器將電網中的交流電流信號轉換成峰值為-10V~+10V的雙極性電壓信號；eq\o\ac(○,3)偏置電路將-10V~+10V的雙極性電壓信號轉換成0V~+5V的單極性電壓信號；eq\o\ac(○,4)A/D轉換芯片采用ADS8364,可以將0V~+5V的單極性電壓信號轉換成數字信號處理。（2）DSP數據處理模塊DSP數據處理模塊是整個系統的核心模塊，經反復比較，主控芯片使用的是TI公司的32位DSP芯片TMS320F2812。其完成的主要任務如下：eq\o\ac(○,1)將A/D芯片輸出的采樣值進行數據處理，得到電能質量參數指標；eq\o\ac(○,2)存儲超標數據并報警；eq\o\ac(○,3)與鍵盤顯示模塊一起共同完成鍵盤輸入與LCD顯示等人機交互功能；eq\o\ac(○,4)提供通信接口進行數據傳輸。（3）CPLD邏輯控制模塊CPLD是整個系統的邏輯控制核心，選用的是Altera公司的EPM240T100,其主要功能為：eq\o\ac(○,1)對DSP輸出的地址譯碼后產生外圍電路的片選信號，包括A/D轉換電路、LCD電路、485控制電路、USB控制電路和以太網控制電路的片選信號；eq\o\ac(○,2)CPLD內部設計了按鍵狀態寄存器，供DSP讀取按鍵狀態；eq\o\ac(○,3)CPLD內部設計了外部中斷狀態寄存器，使DSP可以采用查詢方式執行中斷處理程序；eq\o\ac(○,4)CPLD內部設計了外設控制寄存器，可通過寫該寄存器控制外設電路的操作。（4）鍵盤及液晶顯示模塊鍵盤及液晶顯示模塊實現了系統的人機交互功能，它的主要作用有：eq\o\ac(○,1)通過按鍵可以執行設置參數、選擇顯示內容、發送數據等操作；eq\o\ac(○,2)LCD可以實時顯示監測到的電能質量指（5）外擴存儲模塊外擴存儲模塊包括外擴RAM和外擴FLASH，其作用分別為：eq\o\ac(○,1)外擴RAM可以存儲采集到的信號以及相應的計算結果；eq\o\ac(○,2)外擴FLASH可以存儲DSP程序、固定的數據表格和固定參數。（6）通信模塊為了加強對運行狀況的監控，實現智能化的管理，本系統設計了通信模塊，它包括四個通信接口：eq\o\ac(○,1)利用DSP芯片本身自帶的兩個SCI通信接口分別用于RS232通信和RS485通信；eq\o\ac(○,2)設計了USB通信接口，可以將數據存入移動存儲盤；eq\o\ac(○,3)設計了以太網通信接口，可以實現對電能質量的遠程監測，提高了系統網絡化水平。4.3系統主CPU選型分析本文設計的電能質量在線監測系統，采用高性能DSP處理技術，高速實時采集指定線路的三相電流和電壓模擬信號，在A/D轉換后輸入到DSP芯片中對數據進行實時分析處理，計算電網的各種電力參數，分析電網的電力質量信息，并將監測數據就地存儲或通過通信接口進行通信傳輸。選擇DSP芯片，必須在電能質量在線監測儀的實際監測需求的前提下，結合DSP芯片的運算速度、計算精度、片上存儲器的大小、I/O接口性能、編譯器和實時操作系統、片上可編程時鐘等指標，因此，綜合各方面情況，本文選用TMS320F2812定點DSP芯片作為系統的主CPU。TMS320C28x系列是TI公司最新推出的DSP芯片，是目前國際市場上最先進、功能強大的32位定點DSP芯片。它既具有數字信號處理能力又具有強大的事件管理能力和嵌入式控制能力。特別適用于大量數據處理的測控場合，如工業自動化控制和電力電子技術應用等。TMS320F2812定點DSP芯片的主要性能指標如下：(1)高性能靜態CMOS技術·工作頻率150MHz（時鐘周期6.67ns）·低功耗(核心電壓1.8V,I/O口電壓3.3V)·Flash編程電壓3.3V(2)高性能的32位中央處理器·16位×16位和32位×32位的乘累加操作·16位×16位的雙乘法累加操作·哈佛總線結構·代碼高效(支持C/C++或者匯編語言)·與TMS320F24X/LF240X處理器的源代碼兼容(3)片內存儲器·128K×16位的Flash存儲器·1K×16位的OTP型只讀存儲器·L0和L1：兩塊4K×16位的單周期訪問RAM(SARAM)·H0：一塊8K×16位的單周期訪問RAM(SARAM)·M0和M1：兩塊1K×16位的單周期訪問RAM(SARAM)(4)外部存儲器擴展接口XINTF(僅TMS320F2812具有)·最多1MB字的尋址空間·可編程等待周期·可編程讀/寫選擇時序·三個獨立的片選信號(5)三個外部中斷(6)外部中斷擴展(PIE)模塊·可支持96個外部中斷（當前只使用了45個中斷）·3個32位的CPU定時器(7)電機控制外圍設備·兩個事件管理器(EVA,EVB)·與C240X系列兼容的器件(8)串口外圍設備·串行外設接口(SPI)·兩個UART接口模塊(SCI)·增強的eCAN2.0B接口模塊5電能質量在線監測系統硬件設計5.1系統整體電路TMS320F2812對于片內的各個部件采用了獨立的電源供給方式：內核采用1.8V供電，I/O和Flash編程采用3.3V供電。采用以上的供電方式，可以減小DSP的功耗。系統采用30MHz外部時鐘輸入，經內部PLL倍頻后可得最高時鐘頻率：150MHz。CS1、CS2、CS6為外部擴展存儲空間XINTF的片選信號，分別用于擴展CPLD中的外設寄存器、FLASH存儲器和RAM存儲器。RD,WR為外擴存儲空間的讀寫信號；D[15..0]和A[18..0]為外擴存儲空間的數據線和地址線；EMU1、EMU0、TCK、TDO、TDI、TRST、TMS為JTAG電路信號。T2PWM為事件管理器EVA的通用定時器T2的輸出，用于定時啟動A/D轉換，PWM1為事件管理器EVA的通用定時器T1的PWM輸出,用于為A/D芯片ADS8364提供時鐘信號；INT1為F2812的外部中斷，接A/D的轉換完成信號EOC，當A/D轉換完成時觸發外中斷INT1，由DSP讀取轉換后的數據。RXA/TXA和RXB/TXB為F2812自帶的兩組SCI串口通信接口，其中，RXA/TXA用于RS232串口通信，由MAX3232芯片進行電平轉換，RXB/TXB用于RS485通信,由MAX3485芯片進行電平轉換；RTL8019和SL811HS分別為以太網通信和USB通信控制芯片。CPLD為系統中外圍電路邏輯控制芯片，主要作用是實現對外圍電路的片選控制，包括對A/D芯片、MAX3232芯片、MAX3485芯片、RTL8019芯片、SL811HS芯片和LCD電路的片選控制功能。系統整體電路結構框圖如圖5-1所示。圖5-1系統整體電路結構框圖5.2信號調理電路信號調理電路主要功能是將模擬信號經過放大、偏置等環節調至A/D轉換器輸入所要求的范圍。調理電路包括互感器電路和偏置電路。互感器電路負責將二次側的強電信號轉換為弱電信號；偏置電路則負責將互感器輸出的雙極性交流信號轉換為適合A/D輸入的單極性信號。5.2.1(1)電壓互感器電路電壓互感器采用SPT204A,其輸入額定電流為2mA,輸出額定電流為2mA，使用時需要將原邊電壓信號變換為電流信號，因此需要在原邊串聯一個合適的電阻，以滿足輸入端電流為2mA的要求。具體電氣特性如表5-1。表5.1電壓互感器指標指標名稱指標參數指標名稱指標參數額定輸入電流額定輸出電流額定輸入電壓額定輸出電壓2mA2mA串聯電阻后30～1000V50mV～8V匝數比非線性度相移副邊電阻1：1＜0.1%＜5度大約100Ω電壓互感器輸出的是電流信號，但是A/D轉換模塊一般都只能對電壓信號進行采樣，因此需要將電流信號轉換為電壓信號，電路如圖5-2所示。圖5-2電壓互感器電路圖圖中R1是限流電阻，無論額定輸入電壓多大，調整R1的值，使得額定輸入電流為2mA,就能滿足使用條件。副邊電路是電流/電壓變換電路，當需要電壓輸出時采樣。調整圖中的反饋電阻R2和R3的值可得到所需要的輸出電壓，R2用來微調。電容C1和R4是用來補償相移。電容C3作用是去藕和濾波。（2）電流互感器電路電流互感器采用SCT254FK,該互感器是通過感應原邊的輸入電流來進行轉換的，其額定輸入電流為5A,額定輸出電流為2.5mA。其相關參數如表5-2所示。表5-2電流互感器指標指標名稱指標參數指標名稱指標參數額定輸入電流額定輸出電流匝數比5A2.5mA1：2000線性范圍相移沖擊電流0～20A＜5度100A/1s33圖5-3電流互感器電路圖圖中副邊電路是電流/電壓變換電路，當需要電壓輸出時采用。調整圖中的反饋電阻R5和R6的值可得到所需要的電壓輸出，其中，R5用來微調輸出電壓。電容C4和R7用來補償相移。電容C5用來去藕和濾波。圖中電阻、電容、二極管的作用以及計算方法與電壓互感器電路相同。經過實測后，當設定輸出電壓峰值在10V時，整個電路參數值見圖5.35.2.2互感器電路輸出的信號是峰值在10V左右的雙極性交流信號，而所采用的A/D轉換要求其輸入為0～5V的單極性信號，因此還需要如圖5-4所示的偏置電路圖5-4偏置電路原理圖上圖中的偏置電路主要器件是運放，其主要的功能是將雙極性交流信號轉換成單極性信號，以便A/D模數轉換器采樣。如圖所示，兩個運放中下面一個運放構成電壓跟隨器，輸出2.5V電壓；上面一個運放構成同向放大電路，其輸出作為A/D轉換器的輸入電壓。根據輸入雙極性信號電壓峰值大小的不同，可以調整R1和R2的電阻值，使輸入A/D轉換模塊的電壓變為單極性電壓0～+5V。5.3A/D轉換電路5.3.1A/D轉換部分采用ADS8364作為采樣芯片。ADS8364是一種高速、低功耗、十六位模數轉換器，主要應用于電機控制和多軸定位系統等方面。其共模抑制在50kHz時為80dB，因此，特別適用于噪聲比較大的環境。ADS8364采用+5V工作電壓，并帶有80db共模抑制的全差分輸入通道以及六個4μs連續近似的模數轉換器、六個差分采樣放大器。另外，在和引腳內部還有+2.5V參考電壓以及高速并行接口。ADS8364的六個模擬輸入分為三組（A,B,C）么個輸入端都有一個保持信號用來保證及格通道能同時進行采樣和轉換。ADS8364的差分輸入可在-VREF到+VREF之間變化。5.3.2本A/D轉換電路采用的是單端輸入方式。ADS8364的參考電壓是其自身的參考電壓輸出VREF，-IN端輸入的是共模電壓CV,也就是其自身的參考電壓VREF。當REFIN和REFOUT直接相連時，ADS8364的參考輸出VREF為+2.5V，此時根據單端輸入峰-峰值的計算公式CV+VREF和CV-VREF,可得A/D輸入電壓范圍為0V～+5V，滿足了A/D的輸入要求。ADS8364與F2812、CPLD的接口電路如圖5-5所示，從圖中可以看出，ADS8364的A2、A1、A0與F2812的低三位地址線A2、A1、A0相連，片選信號ADCS由CPLD對DSP地址線A[12..9]譯碼產生，則A/D內部六個通道(CHA0、CHA1、CHB0、CHB1、CHC0、CHC1)寄存器的地址分別為0x003C00、0x003C01、0x003C02、0x003C03、0x003C04、0x003C05。ADD引腳接地選擇直接地址讀方式，即依次讀出六個寄存器的值，BYTE引腳接地選擇一次讀出十六位。HOLDA、HOLDB、HOLDC信號同時連接到F2812的T2PWM,由F2812中的通用定時器T2產生定時轉換啟動信號，同時啟動六個通道轉換。A/D的時鐘信號CLK與F2812的T1PWM相連，由EVA事件管理器的T1PWM來提供給A/D時鐘信號，本系統將提供5MHz的時鐘信號。轉換完成信號EOC直接接F2812的外部中斷引腳INT1,當轉換完成后引起F2812的外部中斷INT1觸發，依次讀取六個寄存器中的轉換數據。圖5-5A/D轉換電路圖另外，ADS8364的模擬輸入端必須接偏置電路，以將-10V～+10V的雙極性電壓轉換為0～+5V的單極性電壓，因為ADS8364有六個模擬輸入通道，因此必須接六個相同的偏置電路,偏置電路如圖5-6所示。圖5-6A/D輸入偏置電路圖5.4CPLD邏輯控制電路在DSP應用系統中，DSP對外圍器件的數字接口電路可以使用小規模的數字器件來實現，普通邏輯器件性能差，CPLD等可編程邏輯器件具有集成度高，可現場編程，擴展性好等特點，很好的滿足了DSP對外接數字接口電路的要求。5.4.1選型及電路設計本系統選用的CPLD是Altera公司的EPM240T100。EPM240T100是最新的MAXⅡ系列中的一員，擁有240個邏輯單元(LE)以及更快的運行速度。EPM240T100有80個可配置I/O。I/O端口電壓可以設置為3.3V，2.5V和1.8V；外部下載與調試電纜采用ByteBlasterⅡ。CPLD的接口電路圖如圖5-7。CPLD在系統中起邏輯控制作用，分別與DSP、A/D模塊、USB模塊、以太網模塊、RS485模塊、LCD模塊、按鍵模塊以及蜂鳴器接口。在圖5-7中，CS1、RD、WR、INT2、D[7..0]和A[12..9]信號為CPLD與DSP的接口信號；其中CS1是F2812的外部擴展存儲空間的片選信號，當CS1有效時，外部擴展存儲空間：0x002000～0x005FFF被選中，即可以被讀寫；INT2信號接F2812的外部中斷INT2,用于擴展兩個外部中斷：8019INT（以太網中斷）和USBINT(USB中斷)，即這兩個中斷共用同一個F2812的外部中斷INT2；KEY[8..1]信號接8個按鍵輸入；8019INT和USBINT信號分別接以太網控制芯片RTL8019AS的中斷請求端INT0和USB控制芯片SL811HS的中斷請求端INTRQ；8019CS和8019RST信號為RTL8019AS芯片的片選信號和復位信號，接RTL8019AS芯片的AEN腳和RST腳；USBCS信號為USB芯片的片選信號，接USB芯片的CS腳；485OE信號為RS485芯片的發送/接收選擇信號，同時接RS485芯片的RE和DE端；Speaker信號為蜂鳴器開關信號，控制蜂鳴器的通斷。圖5-7CPLD接口電路圖將上面所設計完成的原理圖經編譯下載到CPLD中后，就可實現譯碼控制邏輯，即可以對A[12..9]進行譯碼來實現對不同外圍電路的讀寫操作。CPLD內部寄存器和各外圍電路寄存器的地址應如此確定：首先整個CPLD的片選信號為CS1，即可以確定CPLD中所有寄存器和外圍電路寄存器的地址范圍為：0x002000～0x005FFF，然后由A[12..9]來決定CPLD內部寄存器和各外圍電路片選信號的地址，對于外圍電路寄存器的地址還得由外圍電路的片選信號和低位地址線決定。例如，A/D轉換模塊中六個通道的地址就可由A/D電路的片選信號ADCS和低位地址線(A2、A1、A0)決定,其中片選信號ADCS由A[12..9]譯碼決定，當A[12..9]=1110時ADCS有效，低位地址線(A2、A1、A0)可以選擇六個通道地址；因此，由于CPLD中所有寄存器和外圍電路寄存器的地址范圍為：0x002000～0x005FFF，當A13=0時六個通道的地址必然不在此地址范圍，故A13只能為1；而此時A[12..9]=1110，A[2..0]=000～101分別對應六個通道寄存器CH_A0、CH_A1、CH_B0、CH_B1、CH_C0、CH_C1；A[8..3]屬于無關地址，可以任意選擇，在此A[8..3]全取為0；綜上：A13=1,A[12..9]=1110,A[8..3]=000000,A[2..0]=000～101,由此可確定A/D模塊中六個通道寄存器CH_A0、CH_A1、CH_B0、CH_B1、CH_C0、CH_C1的地址分別為0x003C00、0x003C01、0x003C02、0x003C03、0x003C04、0x003C05。同理，可確定其他CPLD內部寄存器和各外圍電路寄存器的地址。5.5外擴存儲電路TMS320F2812片上自帶128K×16位的FLASH和18K×16位的SRAM,但由于系統需要處理的數據量大，故需要外擴FLASH和SRAM。本系統外擴的RAM芯片為IS61LV25616,大小為256K×16位，因其映射于Zone6空間，故其地址范圍為0x100000～0x13FFFF或者0x140000～0x17FFFF。IS61LV25616采用3.3V供電電壓，訪問速度有10ns、12ns可選擇。當TMS320F2812運行在150MHz時，地址和數據最小有效時間為3個時鐘周期，即20ns,所以該存儲器接口不需要考慮時序設計問題。外擴的FLASH芯片為SST39VF800,大小為512K×16位,因其映射于Zone2空間，故其地址范圍為0x080000～0x0FFFFF,SST39VF800同樣采用3.3V供電。其接口電路如圖5-8所示。5-8外擴存儲電路圖5.6電源模塊電路電源是整個系統中的重要環節，大多數不穩定的因素或故障都是由于電源方面的設計造成的，因此必須加以重視。整個電路需要用到5V、3.3V、1.8V的電源，因此必須采用電源轉換芯片轉換得到首先介紹12V-5V電路。國家半導體公司推出的LM2596系列芯片可以分別提供3.3V、5V、12V的固定電壓輸出和可調電壓輸出，在此我們選用了LM2596-5.0。LM2596-5.0的電氣特性為當輸入電壓為7V～40V時輸出電壓為5V,負載電流為0.2A～3A，特別地，當輸入為12V時負載電流為3A,此時效率最高，可達80%。因此，應盡量使用12V的直流電壓作為LM2596的輸入。另外，在LM2596的輸入端之前還加了橋式整流電路和電容濾波電路，因此POWER端既可以輸入直流電壓也可以輸入交流電壓。具體電路連接如圖5-9所示。5-9電源模塊電路圖（一）對于3.3V和1.8V電壓，可用前面得到的5V直流電壓轉換得到。在此，選用CM1117S將5V轉換為3.3V,選用CM1117D將5V轉換為1.8V。CM1117D輸出電壓為1.8V時輸入電壓為3.2V～7V,輸出電流為10mA～1A；具體電路連接如圖5-10所示。圖5-10電源模塊電路圖（二）5.7鍵盤及液晶顯示電路圖5-11鍵盤液晶顯示電路圖5.7.1液晶顯示LCD(LiquidCrystalDisplay)，是利用液晶材料在電場作用下發生位置變化，而遮蔽、通透光線的性能制作成為一種重要平板顯示器件。通常使用的LCD器件有TN型(TwistNematic，扭曲向列型液晶)、STN型(SuperTN，超扭曲向列型液晶)和TFT型(ThinFilmTransistor，薄膜晶體管型液晶)我們選用了一款內嵌SED-1335控制器、320×240點陣的LCD屏來實時顯示電能質量參數，這款LCD具有高分辨率、接口方便(5V或3.3V)、設計簡便(內嵌控制器)、功耗低、價格便宜等優點。5.7.2鍵盤操作主要工作是進行顯示頁面的選擇和系統參數的設定，根據系統的需要，鍵盤設計采用了6個鍵，分別是復位鍵、返回鍵、上移鍵、下移鍵、確定鍵和取消鍵，另兩個鍵可作為擴展功能時使用。如圖5-12所示，我們將8個按鍵輸入連接到CPLD，通過CPLD內部設置的按鍵寄存器KeyReg來保存8個按鍵的狀態，這樣，DSP通過循環讀取KeyReg就可判斷是否有按鍵被按下，并根據按鍵的不同去執行不同的任務。5.8串口通信電路單片機與上位機之間的串口通信可以通過RS-232C、RS-422A和RS-485接口相連。RS-232C是廣泛應用的串口通信標準，但因其推出較早，在現代網絡通信中已暴露出數據傳輸速度慢、傳輸距離短、接口處各信號間容易產生干擾等明顯的缺點。RS-485標準是一種以平衡方式傳輸的標準，其最大傳輸速率可達10Mbit/s,最大傳輸距離為1.2km,能夠實現多點對多點的通訊，RS-485允許平衡電纜上連接32個發送器/接收器，允許雙絞線上一個發送器驅動32個負載設備，負載設備可以是被動發送器、接收器或收發器等TMS320F2812中配置了兩個通用串口，分別為SCIA和SCIB,因此，可以分別使用RS-232C和RS-485通信。RS-232C采用的是負邏輯，而F2812的I/O電平是TTL電平，因此在用RS-232C進行串行通信時需要接電平轉換芯片進行電平轉換。本系統使用MAX3232電平轉換芯片實現RS-232C電平和TTL電平的轉換，因為芯片采用3.3V供電，故可與F2812直接相連，具體的電路連接如圖5-12所示。圖5-12MAX3232串口電路圖RS-485采用半雙工、差分傳輸方式，即同一時刻只能處于發送或者接收而不能同時發送和接收，高、低電平用兩個差分信號端之間的差值極性來表示。本系統選用的MAX3485芯片采用3.3V供電，可與F2812直接相連，可實現TTL電平與485電平的轉換。DE和RE端為發送和接收使能端，RE為邏輯0時處于接收狀態，DE為邏輯1時處于發送狀態，因為MAX3485工作在半雙工狀態，所以只需用一個管腳485OE控制這兩個引腳即可；A端和B端分別