第6章數字信號的頻帶傳輸6.1二進制幅度鍵控(2ASK)6.2二進制頻移鍵控(2FSK)6.3二進制相移鍵控(2PSK)6.4二進制鍵控調制系統的性能比較6.5多進制數字鍵控調制6.

6現代數字調制方式本章知識點小結習題實訓62ASK調制與解調實訓72FSK調制與解調實訓82PSK調制與解調實訓92DPSK調制與解調

數字基帶信號能否直接在信道中傳輸與信道的傳輸特性有關。數字基帶信號具有豐富的低頻成分,但現有的許多信道(包括信道端口的一些設備)的傳輸特性并不能使這些成分

有效地傳輸。圖6.0.1所示是一個模擬電話用戶線的信號傳輸的例子。模擬電話用戶線是指從交換機到電話終端之間的線路,包括交換機中的模擬用戶線和雙絞線,專用于傳送話音信號。

盡管雙絞線的傳輸特性可以使低頻甚至直流成分通過,但由于在交換機用戶端口設置了一個通帶范圍為300~3400Hz的濾波器,總的信道傳輸頻率范圍被限制在300~3400Hz,因此含有低頻分量的數字基帶信號就無法通過這個信道。可以設想,如果將信號的頻譜搬移一下,如圖6.0.1(b)所示,基帶信號就變成頻帶信號,這個問題就可以解決。

圖6.0.1模擬電話用戶線的信號傳輸

有的信道有很大的頻率范圍,但用戶的信息帶寬卻很窄,用這樣的信道去傳輸一個用戶的信號,顯然會造成頻率資源的浪費。這時可以將一個信道按頻率劃分成多個子信道,每個信道分配一個載波,傳送一個用戶的信號,這種方式稱為頻分多路復用(FDM)。數字基帶信號的頻譜必須搬到對應的子信道上。

綜上所述,數字基帶信號在很多場合要通過頻譜搬移才能滿足信號傳輸的要求,這種頻譜搬移可以通過對特定頻率正弦波的調制來實現。

在LTE通信系統中,往往有多個用戶處于某個基站所覆蓋的范圍內,需要同時與該基站進行通信,如圖6.0.2所示。將多個用戶的數據分開,合理利用無線信道的有限帶寬進行用戶數據的傳輸是LTE通信系統必須要解決的問題。

圖6.0.2多用戶與基站之間的通信

LTE通信系統采用數字通信方式,與模擬通信相似,要使某一數字信號在帶限信道中傳輸,就必須用數字信號對載波進行調制。對于LTE通信系統來說,由于數字基帶信號具有豐富的低頻成分,而實際的無線信道又具有帶通性,因此,必須用數字信號來調制某一較高頻率的正弦或脈沖載波,使已調信號能通過帶限信道傳輸。這種用數字基帶信號控制高頻載波的參數(幅度、頻率或相位),把數字基帶信號變換成頻帶數字信號的過程稱為數字調制。那么,已調信號通過信道傳輸到接收端,在接收端通過解調器把頻帶數字信號還原成數字基帶信號,這種數字信號的反變換稱為數字解調。通常,把數字調制和解調合起來稱為數字調制,把包括調制和解調過程的傳輸系統叫作數字信號的頻帶傳輸系統。

在LTE通信系統中,用戶手機和基站之間的調制解調主要采用以正交頻分復用技術為基礎的多址方式,每15kHz的頻率為一個子載波寬帶,通過不同的子載波數目組合(72~1200)來實現靈活可變的系統帶寬(1.4~20MHz)。

過去的FDM系統中,整個帶寬分成N個子頻帶,子頻帶之間不重疊,為了避免子頻帶間相互干擾,還需在頻帶間加保護帶寬。而OFDM的子載波相關正交,所以可以采用N個重疊的子頻帶,從而大大提升頻譜效率和系統容量。FDM與OFDM的基本思想如圖6.0.3所示。與傳統的多載波調制相比,OFDM調制的各個子載波間可相互重疊,并且能夠保持各個子載波之間的正交性。

圖6.0.3FDM與OFDM的基本思想

OFDM技術的主要原理是將高速數據流信號串/并變換為多個低速率數據流,通過反快速傅里葉變換(IFFT),將每個數據流調制到多個正交的子載波上。OFDM技術還可以結合分集、時空編碼、干擾和信道間干擾抑制以及智能天線技術,最大限度地提高系統性能。LTE通信系統采用正交頻分多址(OrthogonalFrequencyDivisionMultipleAccess,

OFDMA)作為下行多址方式,如圖6.0.4所示,并采用離散傅里葉變換擴頻的正交頻分復用多址接入方式(DFT-S-OFDM)作為上行多址方式,如圖6.0.5所示。

圖6.0.4OFDMA調制框圖

圖6.0.5DFT-S-OFDM調制框圖

圖6.0.6是一個OFDM符號內的4個子載波,從上到下,分別是1個波長、2個波長、3個波長和4個波長。通過第2章的學習可以知道,當把4個子載波限定在一個OFDM的符號周期內,即把矩形函數與4個子載波在時域中相乘時,相當于其頻譜在頻域中進行卷積運算。OFDM的正交性頻域描述如圖6.0.7所示,由圖可以看出,雖然有多個矩形函數的頻譜在頻域上相互重疊,但對于某一個特定的矩形函數頻譜而言,當該頻譜達到最高峰時,其他頻譜均處于零點位置,因此并不會對該頻譜造成干擾。

圖6.0.6一個OFDM符號內的4個子載波

圖6.0.7OFDM的正交性頻域描述

數字調制方式有多種類型,除了上述的OFDM調制方式,還有正交幅度調制(QAM)、交錯正交相移鍵控(OQPSK)、最小頻移鍵控(MSK)等。而這些都是建立在最基本的幾種調制方式之上的,它們是幅度鍵控(或稱幅移鍵控,簡記OOK或ASK)、頻率鍵控(或稱頻移鍵控,簡記FSK)和相位鍵控(或稱相移鍵控,簡記PSK)。ASK是數字基帶信號改變高頻連續載波幅度的調制方式,它使得高頻載波的幅度按照數字基帶信號的離散取值變化。FSK是數字基帶信號改變高頻載波頻率的調制方式,它使得高頻載波的頻率按照數字基帶信號的離散取值變化。PSK是數字基帶信號改變高頻載波相位的調制方式,它使得高頻載波的相位按照數字基帶信號的離散取值變化。

與數字基帶傳輸系統相比,數字頻帶傳輸系統是包含調制、解調裝置的數字通信系統,而數字基帶傳輸系統中沒有調制、解調裝置。與模擬頻帶傳輸系統相比,數字頻帶傳輸系統的調制、解調與模擬頻帶傳輸系統的調制、解調并無本質區別,都是為了頻譜搬移,以有效地傳輸信息,兩者的區別在于其基帶信號一個是模擬的,一個是數字的。模擬基帶信號對載波信號的參量進行連續調制,在接收端對載波信號的參量進行連續估值;數字基帶信號對載波信號的參量進行離散調制,由載波信號的某些離散狀態表征所傳送的信息,在

接收端也只需對載波信號的離散調制參量進行檢測。數字調制和解調除了可用模擬信號的調制方式,還可用數字電路建立的鍵控法來實現,數字調制具有調制變換速率快、調整測試方便、體積小和設備可靠性高等特點。

6.1二進制幅度鍵控(2ASK)

6.1.1二進制幅度鍵控(2ASK)信號的調制1.信號波形在幅度鍵控系統中,載波信號的幅度隨著調制信號的變化而變化,即載波信號的幅度隨著數字信號“1”和“0”在兩個電平之間轉換。圖6.1.1所示是一個2ASK信號波形的例子,正弦載波的有無受信碼控制。當信碼為“1”時,2ASK信號的波形是若干個周期的高頻等幅波(圖中為3個周期);當信碼為“0”時,2ASK信號的波形是零電平。

圖6.1.12ASK信號波形

2.二進制幅度鍵控的方法

根據線性調制的原理,一個二進制幅度鍵控信號可以表示成一個單極性基帶矩形脈沖序列與一個余弦載波的乘積,即

(6-1-1)

式中，g(t)是時間為Ts的矩形脈沖；

ωc為載波頻率；an為二進制數字，

若令(6-1-3)(6-1-2)(6-1-4)則式(6-1-1)便為實現2ASK的一般原理方框圖如圖6.1.2所示。

圖6.1.22ASK的原理框圖

圖中，基帶信號形成器把數字序列{an}轉換成所需的單極性基帶矩形脈沖序列f(t)，f(t)與載波相乘后即把f(t)的頻譜搬移到載頻fc處，從而實現了2ASK。帶通濾波器濾出所需的已調信號，防止帶外輻射影響鄰近電臺。

2ASK信號之所以也稱為OOK(OnOffKeying)信號,是因為幅度鍵控的實現可以用開關電路來完成。開關電路以數字信號為門脈沖來選通載波信號,以在開關電路輸出端獲得2ASK信號。實現2ASK信號的電路模型如圖6.1.3所示。

圖6.1.3實現2ASK信號的電路模型

3．2ASK信號的功率譜及帶寬

若用G(ω)表示二進制序列中一個寬度為Ts、高度為1的門函數g(t)所對應的頻譜函數，Pf(ω)為f(t)的功率譜，P2ASK(ω)為已調信號s2ASK(t)的功率譜，則有

(6-1-5)

2ASK信號的功率譜如圖6.1.4所示。

圖6.1.42ASK信號的功率譜

由圖6.1.4可見:

(1)因為2ASK信號的功率譜P2ASK(ω)是相應單極性數字基帶信號的功率譜Pf(ω)形狀不變地平移至±ωc處形成的，所以2ASK信號的功率譜密度由連續和離散譜兩部分組成。它的連續譜取決于數字基帶信號脈沖的頻譜G(ω)；它的離散譜是位于±ωc處一對頻域沖激函數。這意味著2ASK信號中包含有可作載波同步的載波頻率ωc的成分。

(2)基于同樣的原因可以知道，上面所述的2ASK信號實際上相當于雙邊帶調幅(DSB)信號。因此，由圖6.1.4可以看出，2ASK信號的帶寬B2ASK是單極性基帶信號帶寬Bg的兩

倍。當數字基帶信號的基本脈沖是矩形不歸零脈沖時，Bg=1/Ts。于是2ASK信號的帶寬為

(6-1-6)因為系統的碼元速率Rs=1/Ts(Baud)，故2ASK系統的頻帶利用率為

(6-1-7)

這意味著用2ASK方式傳送碼元速率為Rs的數字信號時，要求該系統的帶寬至少為2Rs(Hz)。

由此可見，2ASK的頻帶利用率低，即在給定信道帶寬的條件下，它的單位頻帶內所能傳送的數碼率較低。為了提高頻帶利用率，可以用單邊帶調幅。從理論上說，單邊帶調幅的頻帶利用率可以比雙邊帶調幅的提高一倍，即其每單位帶寬所能傳輸的數碼率可達1Baud/Hz。

2ASK信號的主要的優點是易于實現，其缺點是抗干擾能力較差，主要應用在低速數據傳輸中。

6.1.2二進制幅度鍵控(2ASK)信號的解調

2ASK信號的解調由振幅檢波器完成,具體方法主要有包絡解調和相干解調。

包絡解調的原理框圖如圖6.1.5(a)所示。帶通濾波器恰好使2ASK信號完整通過,經過包絡檢波器后輸出其包絡。低通濾波器的作用是濾除高頻雜波,使基帶包絡信號通過。抽樣判決器包括抽樣、判決及碼元形成器,有時又稱譯碼器。定時抽樣脈沖是很窄的脈沖,通常位于每個碼元的中央位置,其重復周期等于碼元寬度。

圖6.1.52ASK信號的包絡解調

2ASK信號包絡解調時各點波形如圖6.1.5(b)所示。圖中,a為不計噪聲影響時帶通濾波器輸出的2ASK信號,即a=f(t)cosωct,整流后的信號為b,經低通濾波器后輸出為c,經抽樣、判決后將碼元再生,即可恢復出數字序列d={an}。

2ASK信號相干解調的原理框圖如圖6.1.6(a)所示。相干解調又稱為同步解調。同步解調時,接收機要產生一個與發送載波同頻同相的本地載波,稱其為同步載波或相干載波。利用此載波與接收到的已調波相乘,可得(6-1-8)

式中，第一項是基帶信號，第二項是以2ωc為載波的成分，兩者頻譜相差很遠。經低通濾波后，即可輸出f(t)/2。低通濾波器的截止頻率取得與基帶數字信號的最大頻率相等。

由于噪聲影響及傳輸特性的不理想，低通濾波器輸出波形有失真，經抽樣判決、整形后可再生數字基帶脈沖。

圖6.1.62ASK信號的相干解調

2ASK信號相干解調時各點波形如圖6.1.6(b)所示。圖中,a為2ASK信號,b為同步載波,c為a、b相乘的信號,d為低通濾波器輸出的低頻信號,e為抽樣判決器輸出的數字基帶信號。

雖然2ASK信號中含有載波分量,原則上講可以通過窄帶濾波器或鎖相環來提取同步載波,但是,從2ASK信號中提取載波需要相應的電路,會增加設備的復雜性。因此,目前在實際設備中,為了簡化設備,很少采用同步檢波來解調2ASK信號。

6.2二進制頻移鍵控(2FSK)6.2.1二進制頻移鍵控(2FSK)信號的調制1.信號波形數字頻移鍵控是用載波的頻率來傳送數字信息的,即用所傳達的數字信息控制載波的頻率。由于數字信息只有有限個值,相應地,作為已調的FSK信號的頻率也只能有有限個值。那么,2FSK信號便是數字信號“1”對應的載頻為ω1(=2πf1),數字信號“0”對應的載頻為ω2(=2πf2)(ω2是與ω1不同的另一個載頻)的已調波形,而且ω1與ω2之間的改變是瞬間完成的,其示例波形如圖6.2.1所示(圖中f1=2f2)。

圖6.2.12FSK信號的波形

2.二進制頻移鍵控(2FSK)信號實現的方法

從原理上講,2FSK信號可用模擬調頻法來實現,也可用鍵控法來實現,但后者較為方便。2FSK鍵控法是指通過受矩形脈沖序列控制的開關電路對兩個不同的獨立頻率源進行選通。圖6.2.2所示是2FSK信號產生的方框圖。圖中f(t)為表示信息的二進制矩形脈沖序列;s2FSK(t)是2FSK信號。因為相鄰兩個振蕩波形的相位可能是連續的,也可能是不連續的,因此,有相位連續的FSK及相位不連續的FSK,并分別記作CPFSK(ContinuousPhaseFSK)及DPFSK(DiscretePhaseFSK)。

圖6.2.22FSK信號產生方框圖由上述對2FSK信號產生原理的分析，已調信號的數字表達式可表示為

(6-2-1)式中，g(t)是周期為Ts的矩形脈沖；an為數字信號f(t)的具體形式，

(6-2-2)

是an的反碼，如an＝0，則＝1；an＝1，則＝0，于是

(6-2-3)

下面討論模擬調頻法和鍵控法，它們分別對應相位連續的FSK和相位不連續的FSK。

1)模擬調頻法———直接調頻法(產生相位連續的2FSK信號)

用數字基帶矩形脈沖信號去控制一個振蕩器的某些參數,直接改變振蕩頻率,使其輸出不同頻率的已調信號。用此方法產生的2FSK信號對應兩個不同頻率的載波,且在碼元轉換時刻,兩個載波的相位保持連續,所以稱其為相位連續的2FSK信號。

圖6.2.3所示給出了直接調頻法產生2FSK信號的模擬電路原理圖,圖中E為外加的直流電平值。

圖6.2.3直接調頻法產生2FSK信號的模擬電路原理圖

圖中是用數字基帶信號控制電容C1是否接入LC振蕩回路來改變振蕩器輸出頻率的。當數字信號為正時，V1、V2

截止，電容C1未接入諧振回路，這時的振蕩頻率

；當數字信號為負時，V1、V2導通，C1接入諧振回路，當C3>>C1時，振蕩頻率為(為C1折合到振蕩回路兩端的等效電容)。

2)鍵控法——頻率鍵控法(相位不連續的2FSK信號的產生)

如果在兩個碼元轉換時刻，前后碼元的相位不連續，則稱這種類型的信號為相位不連續的2FSK信號。鍵控法又稱為頻率轉換法，這種方法用數字矩形脈沖控制電子開關，使電子開關在兩個獨立的振蕩器之間進行轉換，從而在輸出端獲得不同頻率的已調信號。其原理方框圖及各點波形如圖6.2.4所示。

圖6.2.4相位不連續2FSK信號的產生和各點波形

由圖6.2.4可知，數字信號s(t)為“1”時，正脈沖使門1接通，門2斷開，輸出頻率為f1；數字信號s(t)為“0”時，門1斷開，門2接通，輸出頻率為f2。如果產生f1和f2的兩

個振蕩器是獨立的，則輸出的2FSK信號的相位是不連續的。這種方法的特點是轉換速率較快、波形好、頻率穩定度高、電路比較簡單，故得到廣泛的應用。

3.2FSK信號的功率譜及帶寬

1)相位不連續的2FSK信號

通過前面對相位不連續的2FSK信號產生原理的分析可知,相位不連續的2ASK信號可視為兩個2ASK信號的疊加,其中一個信號的頻率為f1,另一個信號的頻率為f2。因此,相位不連續的2FSK信號的功率譜可以看成兩個2ASK信號的功率譜在頻率軸上分別搬移后再疊加,其功率譜曲線如圖6.2.5所示。由圖可見:

圖6.2.5相位不連續的2FSK信號的功率譜

(1)相位不連續2FSK信號的功率譜與2ASK信號的功率譜相似，同樣由離散譜和連續譜兩部分組成。其中，連續譜與2ASK信號的相同，而離散譜是位于±f1、±f2處的兩對沖激信號，這表明2FSK信號中含有載波f1和f2的分量。

(2)若僅計算2FSK信號功率譜第一個零點之間的頻率間隔，該2FSK信號的頻帶寬度則為

B2FSK=|f2-f1|+2Rs=(2+h)Rs

(6-2-4)式中，Rs=fs為基帶信號的帶寬，h=|f2-f1|/Rs為偏移率。

為了便于接收端的解調，要求2FSK信號的兩個頻率f1、f2間要有足夠的間隔。對于采用帶通濾波器來分路的解調方法，通常取|f2-f1|=(3~5)Rs。于是，2FSK信號的帶寬為

B2FSK≈(5~7)Rs

(6-2-5)

相應地，這時2FSK系統的頻帶利用率為

(6-2-6)

2)相位連續的2FSK信號

直接調頻法是一種非線性調制,由此而獲得的2FSK信號的功率譜既不像2ASK信號的功率譜,也不像相位不連續的2FSK信號的功率譜,它不能通過對基帶信號的功率譜在頻率軸上直接搬移并線性疊加來描繪。因此對相位連續的2FSK信號頻譜的分析是十分的復雜的。

6.2.2二進制頻移鍵控(2FSK)信號的解調

數字調頻信號的解調方法很多,可以分為線性鑒頻法和分離濾波法兩大類。線性鑒頻法包括模擬鑒頻法、過零檢測法、差分檢測法;分離濾波法又包括相干檢測法、非相干檢

測法以及動態濾波法等。非相干檢測的具體解調電路利用包絡檢波法;相干檢測的具體解調電路利用同步檢波法。下面介紹3種常用的解調方法。

1.過零檢測法

單位時間內信號經過零點的次數可用來衡量頻率的高低。數字調頻波的過零點次數隨載頻不同而異,故檢出過零點的次數可以得到有關頻率的差異,這就是過零檢測法的基本思想。過零檢測法又稱為零交點法、計數法,其原理方框圖及各點波形如圖6.2.6所示。

圖6.2.6過零檢測法方框圖及各點波形圖

2.包絡檢波法

2FSK信號包絡檢波的方框圖及波形如圖6.2.7所示。用兩個窄帶的帶通濾波器分別濾出頻率為f1及f2的高頻脈沖,通過包絡檢測器分別取出它們的包絡,把兩路輸出同時送到抽樣判決器進行比較,以得到數字基帶信號。

圖6.2.72FSK信號包絡檢波的方框圖及波形

設頻率f1代表數字信號“1”，f2代表數字信號“0”，則抽樣判決器的判決準則應為

(6-2-7)

其中,

v1、v2分別為抽樣時刻兩個包絡檢波器的輸出值。這里的抽樣判決器，要比較v1、v2的大小，或者說把差值v1-v2與零電平比較。也就是說，這種抽樣判決器的判決門限為零電平。

3.相干解調法

2FSK信號相干解調的方框圖如圖6.2.8所示。圖中兩個帶通濾波器的作用與包絡檢測法中的相同,起分路作用。它們的輸出分別與相應的同步相干載波相乘,再分別經低通濾波器濾掉二倍頻信號,取出含數字基帶信息的低頻信號。抽樣判決器在抽樣脈沖到來時對兩個低頻信號進行比較判決,即還原出數字基帶信號。

圖6.2.82FSK信號相干解調的方框圖

與2ASK系統相仿,相干解調能提供較好的接收性能,但要求接收機提供頻率準確的相干參考電壓,從而增加了設備的復雜性。

通常,當2FSK信號的頻偏|f2-f1|較大時,多采用包絡檢波法;而當|f2-f1|較小時,多采用過零檢測法。

6.3二進制相移鍵控(2PSK)

數字相位鍵控又稱相移鍵控,記作PSK(PhaseShiftKeying)。二進制相移鍵控記作2PSK,多進制相移鍵控記作MPSK。相移鍵控是利用載波相位的變化來傳送數字信息的。

6.3.1二進制相移鍵控(2PSK)信號的調制

1.2PSK信號的時域表達式和波形

二進制相移鍵控(2PSK)利用二進制數字信號控制載波的兩個相位,這兩個相位通常相隔π,例如用載波初相位0和π分別表示二進制“1”和“0”。2PSK信號的時域表達式為

(6-3-1)式中an為雙極性信號，即

(6-3-2)

如果g(t)是周期為Ts、寬度為1的矩形脈沖，則2PSK信號可以表示為

s2PSK(t)=±cosωct

(6-3-3)

圖6.3.12PSK信號的典型波形

將式(6-3-1)所示的2PSK信號與式(6-1-1)所示的2ASK信號相比較,它們的表達式在形式上是相同的,其區別在,2PSK信號是雙極性非歸零碼的雙邊帶調制信號,而2ASK信號是單極性非歸零碼的雙邊帶調制信號。由于雙極性非歸零碼沒有直流分量,因此2PSK信號是抑制載波的雙邊帶調制信號。這樣,2PSK信號的功率譜與2ASK信號的功率譜相同,只是少了離散的載波分量。

2.二進制相移鍵控(2PSK)信號實現的方法

2PSK調制可以利用相乘器或選相開關來實現,如圖6.3.2所示。圖6.3.22PSK信號的產生

6.3.2二進制相移鍵控(2PSK)信號的解調

由于2PSK信號的功率譜中無載波分量,因此可以采用相干解調的方式進行解調。我們知道,2PSK信號是以一個固定初相的未調載波為參考的,因此,解調時必須有與其同頻同相的同步載波。如果同步不完善,則存在相位偏差,就容易造成錯誤判決,稱為相位模糊。如果本地參考載波的相位與其反相,則輸出相位正好完全相反,這種相位關系的不確定性也稱為“倒π現象”或“相位模糊”。

2PSK信號相干解調方框圖如圖6.3.3所示。圖6.3.32PSK信號相干解調的方框圖

2PSK信號的調制和解調過程如下:

其中碼元相位φ表示碼元所對應的2PSK信號的相位,[φ·φ1]和[φ·φ2]表示相位為φ的2PSK信號分別與相位為φ1和φ2的本地載波相乘。從以上過程可以看到,本地載波相位的不確定性可能使解調后的數字信號的極性完全相反,形成“1”和“0”的倒置。這對于數字信號的傳輸來說是不允許的。

圖6.3.4所示為2PSK信號在不同的載波相位下的解調波形圖。

圖6.3.42PSK信號在不同的載波相位下的解調波形圖

6.3.3二進制相對相移鍵控(2DPSK)信號的調制

在前面討論的2PSK信號中,相位變化是以未調載波的相位作為參考基準的,即利用載波相位的絕對數值傳送數字信息,因此2PSK又稱為絕對調相。利用載波相位的相對數值同樣可以傳送數字信息。這種方法是利用前后碼元的載波相位的相對變化傳送數字信息的,因此又稱為相對調相。

相對調相信號的產生過程是首先對數字基帶信號進行差分編碼,即由絕對碼變為相對碼(差分碼),然后再進行絕對調相。基于這種形成過程,二進制相對相移鍵控信號又稱為二進制差分相移鍵控信號。2DPSK信號調制的方框圖及波形如圖6.3.5所示。

圖6.3.52DPSK信號調制的方框圖及波形

差分碼可取傳號差分碼或空號差分碼。傳號差分碼的編碼規則為

(634)

式中,為模2和;bn-1為bn的前一個碼元,最初的bn-1可任意設定。由已調信號的波形可知,若使用傳號差分碼,則載波相位遇“1”變而遇“0”不變,載波相位的這種相對變化便攜帶了數字信息。

6.3.4二進制相對相移鍵控(2DPSK)信號的解調

1.2DPSK信號的解調

對2DPSK信號也要進行相干解調。由于本地載波相位“倒π現象”的影響,解調得到的相對碼^bn也可能是“1”和“0”倒置的。但由相對碼恢復為絕對碼時,要按以下規則進行差分譯碼:

(6-3-5)

這樣得到的絕對碼不會發生任何倒置的現象。2DPSK信號的相干解調之所以能克服載波“倒π現象”,是因為數字信息是用載波相位的相對變化來表示的。2DPSK相干解調的方框圖和各點波形如圖6.3.6所示。

2DPSK信號的另一種解調方法稱為相位比較法相干解調或差分相干解調,其原理框圖和波形如圖6.3.7所示。

圖6.3.62DPSK信號相干解調的方框圖及各點波形

圖6.3.72DPSK差分相干解調的原理框圖及各點波形

這種解調方法不需要恢復本地載波,只需由收到的信號單獨完成。將2DPSK信號延時一個碼元間隔Ts,然后與2DPSK信號相乘。相乘器起相位比較的作用。相乘結果經低通濾波器濾波后再進行抽樣判決,即可恢復出原始數字信號。差分相干解調又稱延遲解調,只有2DPSK信號才能采用這種方法解調。

差分相干解調不需要相干載波,除抗噪聲能力方面有所損失外,其他性能均優于絕對調相相干解調。

2.2DPSK信號的頻譜

由前面討論可知,無論是2PSK信號還是2DPSK信號,就波形本身而言,它們都可以等效成雙極性基帶信號作用下的調幅信號,即一對倒相信號的序列。因此,2PSK和

2DPSK信號具有相同形式的表達式,所不同的是,2PSK表達式中的f(t)是數字基帶信號,2DPSK表達式中的f(t)是由數字基帶信號變換而來的差分碼數字信號,它們的功率譜是相同的,可用下式表示,即

(6-3-6)

其功率譜如圖6.3.8所示。圖6.3.82PSK(或2DPSK)信號的功率譜

可見,二進制相移鍵控信號的頻譜成分與2ASK信號的相同,當基帶脈沖幅度相同時,其連續譜的幅度是2ASK連續譜幅度的4倍。當P=1/2時,無離散分量,此時二進制相移鍵控信號實際上相當于抑制載波的雙邊帶調制信號,其信號帶寬為

B2PSK或2DPSK=2Bs=2fs

(6-3-7)

與2ASK的相同,是碼元速率的兩倍。

這就表明,在數字調制中,2PSK、2DPSK信號的頻譜特性與2ASK信號的十分相似。相位調制和頻率調制一樣,本質上是一種非線性調制。但在數字調相中,由于表征信息的相位變化只有有限的離散取值,因此,可以把相位變化歸結為幅度變化。這樣一來,數字調相同線性調制的數字調幅就聯系起來了,為此可以把數字調相信號當作線性調制信號來處理,但不能把上述概念推廣到所有調相信號中去。

6.4二進制鍵控調制系統的性能比較

6.4.12ASK系統的抗噪聲性能2ASK信號的解調有兩種方法,即非相干解調法(即包絡解調法)和相干解調法。使用這兩種方法解調時,系統的抗噪聲性能不盡相同,現分別予以討論。參看圖6.1.6所示的2ASK信號相干解調圖,由于信道疊加高斯白噪聲,因此討論2ASK信號相干解調時系統的誤比特率。經過相應的分析和推導，考慮到解調器輸入的信號功率為A2/2，噪聲功率為σ2，則

2ASK信號相干解調的誤比特率可表示為

(6-4-1)

式中，，為接收信噪比。當γ<<1，即大信噪比時，式(6-4-1)可變為

(6-4-2)

參看圖6.1.5所示2ASK信號非相干解調圖，也即包絡解調，同時也考慮到信道疊加高斯白噪聲，2ASK信號的非相干解調系統的誤比特率為

(6-4-3)

通過比較，當信噪比比較低時，要達到相同的誤碼率，相干解調比包絡解調要求的信噪比低。因此在較低的信噪比情況下，相干解調的性能優于包絡解調，但相干解調設備復雜，而當信噪比較大時，二者性能相當。由于包絡解調設備簡單，故應用比較廣泛。

6.4.22FSK信號的抗噪聲性能

2FSK信號相干解調的抗噪聲性能的分析方法和2ASK信號相干解調的很相似，而且得到的結論也相似。

參看圖6.2.8，當解調器輸入信噪比為時，2FSK信號相干解調的誤比特率為

(6-4-4)當γ1，即大信噪比時，式(6-4-4)可變為

(6-4-5)

參看圖6.2.7，當解調器輸入信噪比時，2FSK信號非相干解調的誤比特率為

(6-4-6)

將式(6-4-4)和式(6-4-6)比較，可得出以下結論：當信噪比較低時，要達到相同的誤碼率，相干解調要求的輸入信噪比比非相干解調的包絡解調的低；當信噪比較大時，兩種解調方式的性能接近。由于包絡解調設備簡單，故在信噪比較高的場合常優先采用。6.4.32PSK信號的抗噪聲性能

由于2PSK信號的功率譜中無載波分量，所以必須采用相干解調的方式。參看圖6.3.4所示的2PSK相干解調圖，當解調器輸入信噪比時，2PSK信號解調系統的誤比特率為

(6-4-7)當γ>>1，即大信噪比時，式(6-4-7)可變為

(6-4-8)參看圖6.3.7，當解調器輸入信噪比時，2DPSK系統差分相干解調的誤比特率為

(6-4-9)

參看圖6.3.6，當解調器輸入信噪比時，2DPSK系統相干解調的誤比特率為

(6-4-10)

6.4.4二進制數字調制系統的性能比較

對于各種調制方式及不同的解調方法,數字調制系統誤碼率公式列于表6.4.1中。圖6.4.1示出了各種二進制數字調制系統誤碼率的曲線。圖6.4.1各種二進制數字調制系統誤比特率曲線

由表6.4.1和圖6.4.1可以看出,在同一類型的鍵控系統中,相干解調方式略優于非相干解調方式。但相干解調方式需要在接收端恢復本地載波,相干接收機的設備比較復雜,通常在高質量的數字通信系統中才采用。將不同類型的鍵控方式進行比較,在相同誤碼率的條件下,2PSK對信噪比的要求比2FSK的小3dB,2FSK對信噪比的要求比2ASK的小2dB,所以相干解調2PSK系統的抗噪聲性能最好。

在碼元速率Rs=1/Ts相同的情況下,2PSK和2ASK占據的頻帶比2FSK的窄,因此2PSK系統和2ASK系統的頻帶利用率比2FSK系統的高。

總的來看,2ASK系統的結構最簡單,但抗噪聲性能最差;2FSK系統的頻帶利用率和抗噪聲性能不如2PSK系統的,但2FSK的非相干解調設備簡單,在中、低速的數據傳輸中常被選用。因此,得到廣泛應用的數字調制方式是2PSK、2DPSK。

6.5多進制數字鍵控調制

隨著數字通信的發展,對頻帶利用率的要求不斷提高,多進制數字調制系統獲得了越來越廣泛的應用。在該系統中,一位多進制符號代表若干位二進制符號。在碼元速率相同的條件下,多進制數字系統的信息速率高于二進制系統的。在二進制系統中,隨著碼元速率的提高,所需信道帶寬增加。采用多進制可降低碼元速率,減少信道帶寬。同時,加大碼元寬度,可增加碼元能量,有利于提高系統的可靠性。

多進制數字鍵控調制可分為多進制數字幅度鍵控(MASK)調制、多進制數字頻移鍵控(MFSK)調制和多進制數字相移鍵控(MPSK)調制等方式及其組合形式。

6.5.1多進制數字幅度鍵控(MASK)調制

多進制數字幅度鍵控調制又稱為多電平調幅,即用具有多個電平的隨機基帶脈沖序列對載波進行幅度調制。已調波一般可表示為

(6-5-1)

式中,f(t)為數字基帶信號;g(t)是寬度為1、周期為Ts的矩形脈沖;ωc是載波的角頻率;ak

為幅度值,它有M種取值,

(6-5-2)

且有

為了便于理解,將4ASK時的波形示于圖6.5.1。

圖6.5.14ASK時的波形

MASK信號與2ASK信號產生的方法相同,可用乘法器來實現,其解調的方法也與2ASK信號的相同,可采用相干解調和非相干解調兩種方式。

與2ASK相較,MASK有以下特點:

(1)在碼元速率相同的條件下,MASK系統的信息速率是2ASK系統的lbM倍;

(2)當碼元速率相同時,MASK信號與2ASK信號的帶寬相同;

(3)MASK系統的誤碼率通常遠大于2ASK系統的誤碼率;

(4)MASK調制不能充分利用發信機的功率;

(5)電平數M越大,設備越復雜。

綜上所述,MASK雖然是一種高效調制方式,但由于MASK系統的抗干擾能力差,因而僅適用于恒參信道,特別是要求頻帶利用率較高的場合,如有線信道。

6.5.2多進制數字頻移鍵控(MFSK)調制

多進制數字頻移鍵控調制又稱多進制數字調頻,簡稱多頻制,即用頻率不同的多個載波信號分別代表不同的數字信號,在某一個碼元時間內只發送其中的一個頻率。

圖6.5.2所示為MFSK系統的原理方框圖。MFSK信號通常采用頻率鍵控法產生,不同頻率的載波既可以由獨立的晶體振蕩器產生,也可以利用頻率合成器產生。編碼邏輯電

路的M路輸出線分別控制M個門電路,使相應頻率的載波信號輸出,于是當一組組二進制碼元輸入時,經相加器組合便是一個MFSK信號的波形。

圖6.5.2MFSK系統的原理方框圖

MFSK系統的解調部分由M個帶通濾波器、M個包絡檢波器、一個抽樣判決器和有關的邏輯電路組成。帶通濾波器的中心頻率就是多個載波的頻率。因而,當某一載波到來

時,只有一個帶通濾波器有信號及噪聲通過,而其他帶通濾波器只有噪聲通過。抽樣判決器的任務是在給定時刻比較包絡檢波器的輸出電壓,并選出最大者作為輸出。

原則上,MFSK同樣具有多進制調制的特點,但由于MFSK信號要占用較寬的頻帶,因此,其信道利用率不高。MFSK信號的帶寬一般定義為

BM=fM-f1+2fs

(6-5-3)

式中，

fM為最高載波頻率；f1為最低載波頻率；fs=1/Ts為碼元速率。多進制一般應用在調制速率不高及多徑時延較嚴重的信道，如短波信道。

6.5.3多進制數字相移鍵控(MPSK)調制

多進制數字相移鍵控調制又稱多進制數字相位調制或多元調相或多相制,即用載波的M種相位代表M種不同的數字信號。圖6.5.3所示為2、4、8相制的相位矢量圖,圖中虛線為載波的基準相位,圖6.5.3(a)和(b)所示兩種制式從本質上講是一致的。但圖(a)所示制式中有0相位,因此相鄰碼元的相位有可能連續;而圖(b)所示制式中沒有0相位,因此相鄰碼元的相位不可能連續。下面討論4相制。

圖6.5.32、4、8相制的相位矢量圖

4進制相位調制又稱為QPSK,它的產生可采用相位選擇法或正交調制法。4相制相位選擇法的方框圖如圖6.5.4所示。邏輯選相電路在每兩個二進制碼輸入后只能選擇一種相位的載波輸出。因此串/并變換及邏輯選相電路實際是一個輸入為2位二進制數據的譯碼器,或稱選通門,其工作原理非常直觀。

圖6.5.44相制相位選擇法的方框圖

4相制正交調制法的方框圖如圖6.5.5所示。該電路由兩個正交的2相絕對調相電路組合而成。二進制碼元每2個串行輸入后,并行輸出為A、B兩路,各輸出一個碼元,其碼元速率比輸入碼元的速率降低一半。為了實現調相,加到乘法器的調制信號必須是雙極性信號,因此A、B兩支路中都接入了單/雙極性變換器,它們分別與正交的載頻相乘,輸出信號以矢量形式也畫在圖6.5.5中。QPSK相位真值表如表6.5.1所示。從真值表看出,QPSK屬π/4型4相絕對調相。

圖6.5.54相制正交調制法的方框圖

與2相制相似,4相制通常也采用相對調相,記為QDPSK。圖6.5.6所示是正交調制法產生QDPSK信號的方框圖。與正交絕對調相電路相比,QDPSK調相電路在A、B兩支路增加了碼變換電路。QDPSK是由兩路相對碼正交載波調制組合而成的。碼變換電路由邏輯電路構成。

圖6.5.6產生QDPSK信號的方框圖

4相制相對碼的邏輯關系較2相制的復雜。它由相對碼編碼相位移動的規律、前一碼元的狀態及上述真值表等共同決定,因此它可由組合邏輯電路或軟件來實現。若用相位選

擇法產生QDPSK信號,則邏輯選相電路應受相對碼控制,選擇所需的相位輸出。

QDPSK信號的解調采用極性比較法和相位比較法,其原理與2PSK信號的相似。

6.6現代數字調制方式

6.6.1正交幅度調制(QAM)2ASK系統的頻帶利用率是1/2(bit/(s·Hz))。若利用正交載波技術傳輸ASK信號,則可使頻帶利用率提高一倍。如果再把多進制與正交載波技術結合起來,則還可進一步提高頻帶利用率,能夠完成這種任務的調制方式稱為正交幅度調制(QAM)。

QAM用兩路獨立的基帶信號對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波的雙邊帶調制,利用這種已調信號的頻譜在同一帶寬內的正交性,實現兩路并行的數字信號的傳輸。該調制方式通常有二進制QAM(4QAM)、四進制QAM(16QAM)、八進制QAM(64QAM)等,對應的空間信號矢量端點的分布圖稱為星座圖。QAM星座圖如圖6.6.1所示。圖6.6.1(a)所示的星座圖中分別有4、16、64個矢量端點。由圖6.6.1(b)可以看出,電平數m和信號狀態M之間的關系為M=m2。對于4QAM,當兩路信號的幅度相等時,其產生、解調、性能及相位矢量均與4PSK的相同。

圖6.6.1QAM星座圖

QAM信號的同相和正交分量可以獨立地分別以ASK方式傳輸數字信號。如果兩通道的基帶信號分別為x(t)和y(t)，則QAM信號可表示為

sQAM(t)=x(t)cosωct+y(t)sinωct

(6-6-1)

式中

(6-6-2)

通常，原始數字數據都是二進制的。為了得到多進制的QAM信號，首先應將二進制信號轉換成m進制信號，然后進行正交調制，最后再相加。

圖6.6.2(a)所示為產生多進制QAM信號的數學模型。圖中x′(t)由序列a1,a2,…,ak組成，y′(t)由序列b1,b2,…,bk組成，它們是兩組互相獨立的二進制數據，經2/m變換器變為m進制信號x(t)和y(t)。經正交調制組合后可形成QAM信號。圖6.6.2QAM信號產生與解調的數學模型

QAM信號采取正交相干解調的方法解調，其數學模型如圖6.6.2(b)所示。解調器首先對收到的QAM信號進行正交相干解調。LPF(低通濾波器)濾除乘法器產生的高頻分量。LPF輸出經抽樣判決可恢復出m電平信號x(t)和y(t)。因為xk和yk取值一般為±1，±3，…，±(m-1)，所以判決電平應設在信號電平間隔的中點，即Ub＝0，±2，±4，…，±(m-2)。根據多進制碼元與二進制碼元之間的關系，經m/2轉換，可將m電平信號轉換為二進制基帶信號x′(t)和y′(t)。

由于QAM信號采用正交相干解調，所以它的噪聲性能分析與ASK系統相干解調的分析類似。

圖6.6.3給出了幾種系統的Pe—

(平均歸一化輸入信噪比，即在所有碼元間進行平均的歸一化輸入信噪比)關系曲線。

由圖6.6.3可見,QAM系統的性能比不上QPSK系統的性能,但其頻帶利用率高于QPSK系統的。因此,在頻帶受限的系統中,QAM是一種很有發展前途的調制方式。

圖6.6.3Peγ關系曲線

6.6.2交錯正交相移鍵控(OQPSK)

交錯正交相移鍵控也就是偏移四相相移鍵控,英文為OffsetQPSK,縮寫為OQPSK,是QPSK的改進型。前面討論過QPSK,QPSK系統的頻帶利用率較高,理論值達1bit/(s·Hz)。但當碼組為0011或0110時,將產生180°的載波相位跳變。這種相位跳變引起包絡起伏,當通過非線性部件后,使已經濾除的帶外分量又被恢復出來,導致頻譜擴展,增加對相鄰波道的干擾。為了消除180°的載波相位跳變,人們在QPSK的基礎上提出了OQPSK。它是在QPSK基礎上發展起來的一種恒包絡數字調制方式。

這里所說的恒包絡調制是指已調波的包絡保持恒定,與多進制調制相比,它是從另一個角度來考慮調制的。當恒包絡調制產生的已調波通過非線性部件時,只產生很小的頻譜擴展。這種形式的已調波具有兩個主要特點:其一是包絡恒定或起伏很小;其二是已調波的頻譜具有高頻快速滾降特性,或者說已調波旁瓣很小,甚至幾乎沒有旁瓣。OQPSK以及本節以下各部分所討論的數字調制都屬于恒包絡調制。

已調波的頻譜特性與其相位路徑有著密切的關系(因為ω=dθ(t)/dt),因此,為了控制已調波的頻率特性,必須控制它的相位特性。恒包絡調制始終圍繞著如何進一步改善已調波相位路徑這一中心而發展。

OQPSK信號產生的原理如圖6.6.4所示。圖中Tb/2的延遲電路使同相I支路、正交Q支路的碼流偏移半個碼元周期。BPF(帶通濾波器)的作用是形成QPSK信號的頻譜形狀,保持包絡恒定。除此之外,框圖中其他部分的作用也與QPSK中的作用相同。

圖6.6.4OQPSK信號產生原理框圖

OQPSK信號可采用正交相干解調方式解調,其原理如圖6.6.5所示。由圖看出,OQPSK信號的解調原理與QPSK信號的解調原理基本相同,兩者的差別僅在于正交Q支路信號的抽樣判決時刻比同相I支路的抽樣判決時刻延遲了Tb/2,這是因為調制時Q支路信號在時間上偏移了

Tb/2,所以抽樣判決時刻也應偏移

Tb/2,以保證對兩支路交錯

抽樣。

圖6.6.5OQPSK信號的解調

OQPSK克服了QPSK的180°的相位跳變,信號通過BPF后包絡起伏小,性能得到了改善,因此受到了廣泛重視。但是,當碼元轉換時,相位變化不連續,存在90°的相位跳變,

因而高頻滾降慢,頻帶仍然較寬。

6.6.3最小頻移鍵控(MSK)

最小頻移鍵控是一種特殊的頻移鍵控方式,就是調制指數h=0.5且相位連續的2FSK調制方式,可以看成是2FSK的改進版。

假設頻率為f1、f2的載波分別對數字基帶信號的“0”和“1”進行2FSK的調制,且f1<f2

。

首先,MSK的調制指數定義為兩載波頻率之差與單位時間內傳輸信息速率之比,其值為0.5,即

(6-6-3)

頻率將f1、f2代入已調信號可得之差為基帶信號的半個周期。頻率之間的關系圖如圖6.6.6所示。圖6.6.6頻率之間的關系圖

根據以上特點畫出MSK信號的波形圖,如圖6.6.7所示。圖中設T=2Tc,Tc=1/fc,故當發送“1”碼時,1個碼元間隔內畫2.25個正弦載波;當發送“0”碼時,1個碼元間隔內畫1.75個正弦載波,且“1”碼、“0”碼交替處載波連續,相位相同。

圖6.6.7MSK信號的波形圖

將f1、f2

代入已調信號可得

(6-6-6)

式中φ(0)為初始相位。將式(6-6-6)合并為一個式子,即

(6-6-7)

式中,pn=±1,分別表示二進制信息的“1”和“0”。瞬態相位為

(6-6-8)

當輸入信號為10011100時,對應的pn=+1,-1,-1,+1,+1,+1,-1,-1,-1。

由式(668)可知,在每個比特間隔內,載波相位變化+π/2或-π/2。假設初始相位φ(0)=0,由于每比特相位變化±π/2,因此瞬態相位φ(t)在每比特結束時必定為π/2的整數倍。具體地說,在T的奇數倍時刻,φ(t)為π/2的奇數倍;在T的偶數倍時刻,φ(t)為π/2的偶數倍。φ(t)隨時間變化的規律可用圖6.6.8所示的網格圖表示。由圖可知,φ(t)的軌跡是一條連續的折線,在一個T時間內每個折線段上升或下降π/2。圖中細折線的網格是φ(t)由0時刻的0相位開始,到8T時刻的0相位終止,其間可能經歷的全部路徑。圖中的粗折線所對應的信息序列為10011100。

圖6.6.8MSK信號的相位網格圖

本章知識點小結

1.基本概念(1)數字調制:用數字基帶信號控制高頻載波信號的參數,把數字基帶信號變成頻帶數字信號。(2)調制的本質:在時域中,將基帶信號加載到載波參數上;在頻域中,將基帶信號的頻譜進行了搬移。

(3)調制的分類:

①根據數字基帶信號所控高頻載波信號的參數不同,調制分為幅度鍵控(ASK)、頻移鍵控(FSK)和相移鍵控(PSK)。

②根據數字基帶信號的進制不同,調制分為二進制調制和多進制調制。

二進制鍵控包括2ASK、2FSK、2PSK、2DPSK。

多進制鍵控包括MASK、MFSK、MPSK、MDPSK。

2.二進制鍵控方式性能比較

(1)在4種鍵控方式中,有效性最差的是2FSK,2ASK、2PSK、2DPSK的有效性相同。

(2)2ASK系統的結構最簡單,抗噪聲性能最差。

(3)在相同誤比特率的條件下,2PSK系統的抗噪聲性能優于2FSK系統,2FSK系統的抗噪聲性能優于2ASK系統.

(4)2PSK信號的相干解調中容易出現相位模糊。2DPSK解決相位模糊問題。

(5)相干解調時,2DPSK系統的誤碼率是2PSK系統的2倍。

3.其他鍵控方式

(1)MASK(多進制數字幅度鍵控調制,又稱多電平調幅)。

①MASK信號的調制與解調的實現方法與2ASK信號的相同。

②在碼元速率相同的條件下,MASK系統的信息速率為2ASK信號的lbM倍。

③碼元速率相同時,MASK信號的帶寬與2ASK信號的帶寬一樣。

④MASK系統的誤碼率遠大于2ASK系統的。

⑤設備復雜。

(2)MFSK(多進制數字頻移鍵控調制)。

①MFSK信號的調制與解調的實現方法與2FSK信號的相同。

②MFSK信號的帶寬BM=fM-f1+2Rs,其中,fM為最高載波頻率,f1為最低載波頻率,Rs為碼元速率。

(3)MPSK(多進制數字相移鍵控調制)。

①QPSK信號與2PSK信號的功率譜相同。在相同信息速率下,QPSK信號的帶寬是2PSK信號的一半。

②調制方法有相位選擇法和正交調制法。

③解調采用相干解調。

(4)MSK(最小頻移鍵控)。

MSK是調制指數為0.5且相位連續的2FSK調制方式,其主要特點如下:

①相鄰碼元間MSK信號的相位連續。

②帶寬BMSK=1.5fb=1.5Rs。

③相位在一個碼元內上升或下降π/2。

④兩載波頻率間隔0.5fb。

習題

1.簡答題

1.什么是數字調制?數字調制有哪些方式?

2.畫出數字調制系統的方框圖并說明其工作原理。

3.在數字通信系統中,解調端帶通濾波器帶寬能否小于已調信號帶寬?為什么?

4.在電話信道中傳輸數據,當數據速率比較高時,一般采用PSK而不采用ASK或FSK,為什么?

5.綜合考慮線性多進制數字調制系統的優缺點,給出它們的應用范圍。

6.試比較ASK信號與FSK信號的功率譜及帶寬。

7.PSK信號的功率譜有何特點?

8.對2ASK、2PSK及2FSK3種系統的性能指標進行比較,其中有效性最差的是哪個

系統?可靠性最好的是哪個系統?

9.什么是正交幅度調制(QAM)?其特點是什么?

10.什么是交錯正交相移鍵控(OQPSK)?其特點是什么?

二、計算題

1.設發送數字信息為01101110001,信息速率為103bit/s,載波頻率為1.5kHz。

(1)分別畫出2ASK、2PSK及2DPSK信號的波形;

(2)分別求出2ASK、2PSK及2DPSK信號的譜零點帶寬。

2.設某2FSK調制系統的碼元速率為1000Baud,已調信號的載頻為1000Hz或2000Hz。

(1)若發送數字信息為011010,試畫出相應的2FSK信號波形;

(2)若發送數字信息是等可能的,試畫出它的功率譜草圖;

(3)試討論這時的2FSK信號應選擇怎樣的解調器進行解調。

3.已知基帶信號為101101001,如果碼元寬度是載波周期的兩倍,試畫出絕對碼、相對碼及二進制BPSK信號和DPSK信號的波形(假定起始參考碼元為1)。

4.已知碼元速率RB=103Baud,接收機輸入噪聲的雙邊功率譜密度n0/2=10-10W/Hz,誤碼率Pe=10-5,試計算相干解調2ASK、非相干解調2FSK、差分相干解調2DPSK以及2PSK等系統所要求的輸入信號功率。

實訓62ASK調制與解調

一、實訓目的(1)掌握2ASK調制的原理及實現方法。(2)掌握2ASK解調的原理及實現方法。

二、實訓內容(1)采用數字鍵控法進行2ASK調制,觀測2ASK調制信號的波形。(2)采用包絡檢波法進行2ASK解調。

三、實訓設備與工具

根據各自的實驗設備確定實驗方案,可以通過硬件搭建平臺實現和通過實驗箱實現,也可以通過各類軟件編程實現。硬件實驗箱環境需要一臺雙蹤示波器。

四、實訓原理

1.2ASK調制

2ASK信號產生的方法通常有兩種:數字鍵控法和模擬相乘法。

實訓圖6.1是2ASK調制(數字鍵控法)的原理框圖。

為便于實驗觀測,由信號源模塊提供碼元速率為96kb/s的數字基帶信號NRZ碼和頻率為384kHz的正弦載波,正弦載波的頻率是數字基帶信號碼元速率的整4倍,即

NRZ碼的一個碼元對應正弦載波的4個周期。

實驗中采用模擬開關作為正弦載波的輸出通/斷控制門,數字基帶信號NRZ碼用來控制門的通/斷。當NRZ碼為高電平時,模擬開關導通,正弦載波通過門輸出;當NRZ碼為低電平時,模擬開關斷開,正弦載波不通過,門輸出為0。2ASK調制信號波形如實訓圖6.2所示。實訓圖6.22ASK調制信號波形

實訓圖6.3是2ASK調制(模擬相乘法)的原理框圖。

信號源模塊提供碼元速率為96kb/s的NRZ碼和頻率為384kHz的正弦載波,并送入數字調制模塊,兩信號直接相乘。實訓圖6.32ASK調制(模擬相乘法)原理框圖

2.2ASK解調

我們采用包絡檢波法解調2ASK信號,其原理如實訓圖6.4所示。實訓圖6.42ASK解調(包絡檢波法)原理框圖

解調過程中各測試點處信號的波形如實訓圖6.5所示。

2ASK已調信號從“ASKIN”測試點輸入,經電容隔直得“OUT1”信號。

“OUT1”信號先經過半波整流器,取出高于二極管導通電壓(約0.7V左右)的半波波形,得“OUT2”信號。

“OUT2”信號經巴特沃斯二階低通濾波器濾波后得“OUT3”信號。

實訓圖6.52ASK解調過程中各測試點處信號的波形

“OUT3”信號再經電壓判決器進行電壓判決,用來作比較的判決電壓可通過“ASK判決電壓調節”旋轉電位器來調節。若判決電壓過高,則可能造成部分數字信息的丟失;若判決電壓過低,則可能造成還原結果中出現錯碼。因此,只有合理地選擇判決電壓,才能得到正確的解調結果,此時電壓判決器輸出“OUT4”信號,且測試點處信號的波形應與原NRZ碼的波形大致相同。

最后“OUT4”信號經抽樣判決器后還原出原始的NRZ碼。抽樣判決用的時鐘信號就是2ASK基帶信號的位同步信號,該信號可以由發送端NRZ碼相應的BS(抽樣脈沖)直接

引入。

另外,需要說明的是:在實際應用的通信系統中,解調器的輸入端都有一個帶通濾波器來濾除帶外的信道白噪聲,并確保系統的頻率特性符合無碼間串擾的條件。本實驗簡化了實驗設備,在調制部分的輸出端沒有加帶通濾波器,并且假設信道是理想的,所以在解調部分的輸入端也沒有加帶通濾波器進行匹配。

五、思考題

(1)在2ASK信號產生過程中,如果正弦載波的頻率與數字基帶信號的碼元速率不是整數倍的關系,那么結果會怎樣?

(2)解調如果用相干解調,該如何設計實現過程?

(3)解調時的判決電壓如何選擇?用固定的電壓判決可以嗎?為什么?

實訓72FSK調制與解調

一、實訓目的(1)掌握2FSK調制的原理及實現方法。(2)掌握2FSK解調的原理及實現方法。

二、實訓內容(1)采用數字鍵控法進行2FSK調制,觀測2FSK調制信號的波形。(2)采用過零檢測法進行2FSK解調。

三、實訓設備與工具

根據各自的實驗設備確定實驗方案,可以通過硬件搭建平臺實現和通過實驗箱實現,也可以通過各類軟件編程實現。硬件實驗箱環境需要一臺雙蹤示波器。

四、實訓原理

1.2FSK調制

實訓圖6.6是2FSK調制(數字鍵控法)的原理框圖。

實訓圖6.62FSK調制(數字鍵控法)原理框圖

為便于實驗觀測,可以設計碼元速率為96kb/s的數字基帶信號NRZ碼和頻率分別為384kHz、192kHz的正弦載波,正弦載波1的頻率384kHz是數字基帶信號碼元速率的整4倍,正弦載波2的頻率192kHz是數字基帶信號碼元速率的整2倍,即NRZ碼為“1”的一個碼元對應正弦載波1的4個周期,NRZ碼為“0”的一個碼元對應正弦載波2的2個周期。

實驗中可以采用模擬開關作為正弦載波的輸出通/斷控制門,數字基帶信號NRZ碼用來控制門的通/斷。當NRZ碼為高電平時,模擬開關1導通,模擬開關2斷開,正弦載波1通過門1輸出;當NRZ碼為低電平時,模擬開關2導通,模擬開關1斷開,正弦載波2通過門2輸出。門的輸出即為2FSK調制信號,其波形如實訓圖6.7所示。

實訓圖6.72FSK調制信號波形

2.2FSK解調

我們采用過零檢測法解調2FSK信號,其原理如實訓圖6.8所示。

2FSK信號的過零點數隨不同載頻而異,故檢出過零點數可以得到關于頻率的差異。

如實訓圖6.8所示,2FSK已調信號從“調制輸入”測試點送入可重觸發單穩態觸發中,“單穩1”觸發器和“單穩2”觸發器分別被設置為上升沿觸發和下降沿觸發,即單穩態觸發器分別檢測出已調信號的0相位和π相位。“單穩輸出1”信號對應2FSK已調信號中所有的0相位,有一個尖脈沖;“單穩輸出2”信號對應2FSK已調信號中所有的π相位,有一個尖脈沖,過零脈沖的寬度