無生產線集成電路設計高級研討班課件6.1無源器件結構及模型6.2二極管電流方程及SPICE模型6.3雙極晶體管電流方程及SPICE模型6.4結型場效應管JFET模型6.5MESFET模型6.6MOS管電流方程及SPICE模型6.7SPICE數?；旌戏抡娉绦虻脑O計流程及方法26.1無源器件結構及模型集成電路中的無源元件包括:互連線、電阻、電容、電感、傳輸線等36.1.1互連線互連線設計應該注意以下方面：大多數連線應該盡量短最小寬度保留足夠的電流裕量多層金屬趨膚效應和寄生參數（微波和毫米波）寄生效應46.1.2電阻實現電阻有三種方式：1.晶體管結構中不同材料層的片式電阻（不準確）2.專門加工制造的高質量高精度電阻3.互連線的傳導電阻5圖(a)單線和U-型電阻結構

(b)它們的等效電路阻值計算最小寬度6圖柵漏短接的MOS有源電阻及其I-V曲線Ron直流電阻Ron>交流電阻rds1.柵、漏短接并工作在飽和區的MOS有源電阻

7圖飽和區的NMOS有源電阻示意圖直流電阻Ron<交流電阻rds條件：VGS保持不變2.VGS保持不變的飽和區有源電阻8對于理想情況，Oˊ點的交流電阻應為無窮大，實際上因為溝道長度調制效應，交流電阻為一個有限值，但遠大于在該工作點上的直流電阻。在這個工作區域，當漏源電壓變化時，只要器件仍工作在飽和區，它所表現出來的交流電阻幾乎不變，直流電阻則將隨著漏源電壓變大而變大。9總結：

有源電阻的幾種形式(a)(d)和(c)直流電阻Ron<交流電阻rds(b)和(e)直流電阻Ron>交流電阻rds106.1.3電容在高速集成電路中，有多種實現電容的方法：1）利用二極管和三極管的結電容；2）利用圖6.5(a)所示的叉指金屬結構；3）利用圖6.5(b)所示的金屬-絕緣體-金屬(MIM)結構；4）利用類似于圖6.5(b)的多晶硅/金屬-絕緣體-多晶硅結構；11圖6.5(a)叉指結構電容和(b)MIM結構電容

12電容平板電容公式高頻等效模型自諧振頻率f0

品質因數Qf<f0/3136.1.4電感引言集總電感單匝線圈版圖

a，w取微米單位

14式中：ri=螺旋的內半徑，微米，r0=螺旋的外半徑，微米，N=匝數。多匝螺旋形線圈電感值計算公式為：

15電感電感精度：電感模型16傳輸線電感獲得單端口電感的另一種方法是使用長度l<l/4λ波長的短電傳輸線(微帶或共面波導)或使用長度在l/4λ<l<l/2λ范圍內的開路傳輸線。

雙端口電感與鍵合線電感短路負載：開路負載：176.1.5分布參數元件集總元件和分布元件隨著工作頻率的增加，一些諸如互連線的IC元件的尺寸變得很大，以致它們可以與傳輸信號的波長相比。這時，集總元件模型就不能有效地描述那些大尺寸元件的性能，應該定義為分布元件。

18微帶線(a)(b)圖

典型微帶線的剖面圖(a)和覆蓋鈍化膜的微帶線(b)19TEM波傳輸線的條件

GaAs襯底的厚度<200um20微帶線設計需要的電參數主要是阻抗、衰減、無載Q、波長、遲延常數。阻抗計算

微帶線的衰減α由兩部分組成：導線損耗和介質損耗形成微帶線的基本條件是，介質襯底的背面應該完全被低歐姆金屬覆蓋并接地，從而使行波的電場主要集中在微帶線下面的介質中。w/h<1w/h>121共面波導(CPW)(a)(b)圖

常規共面波導(a)與雙線共面波導(b)22CPW傳輸TEM波的條件CPW的阻抗計算由ZL計算CPW的寬度W:對應于厚襯底/薄襯底有效介電常數有變化CPW的衰減計算23相對于微帶線，CPW的優點是：1）工藝簡單，費用低，因為所有接地線均在上表面而不需接觸孔。2）在相鄰的CPW之間有更好的屏蔽，因此有更高的集成度和更小的芯片尺寸。3）比金屬孔有更低的接地電感。4）低的阻抗和速度色散。CPW的缺點是：1）衰減相對高一些，在50GHz時，CPW的衰減是0.5dB/mm;2）由于厚的介質層，導熱能力差，不利于大功率放大器的實現。246.1無源器件結構及模型6.2二極管電流方程及SPICE模型6.3雙極晶體管電流方程及SPICE模型6.4結型場效應管JFET模型6.5MESFET模型6.6MOS管電流方程及SPICE模型6.7SPICE數?；旌戏抡娉绦虻脑O計流程及方法（見CH06-2課件）256.2二極管電流方程及SPICE模型集成電路和半導體器件的各類特性都是PN結相互作用的結果，它是微電子器件的基礎。如果通過某種方法使半導體中一部分區域為P型，另一部分區域為N型，則在其交界面就形成了PN結。以PN結構成的二極管的最基本的電學行為是具有單向導電性。26圖6.9二極管等效電路模型

Cj和Cd分別代表PN結的勢壘電容和擴散電容。

RS代表從外電極到結的路徑上通常是半導體材料的電阻，稱之為體電阻。

27表6.1二極管模型參數對照表

286.2.2二極管的噪聲模型熱噪聲在寄生電阻RS上產生的熱噪聲：2.閃爍（1/f）噪聲和散粒噪聲理想二極管產生的1/f噪聲和散粒噪聲：296.1無源器件結構及模型6.2二極管電流方程及SPICE模型6.3雙極晶體管電流方程及SPICE模型6.4結型場效應管JFET模型6.5MESFET模型6.6MOS管電流方程及SPICE模型6.7SPICE數?；旌戏抡娉绦虻脑O計流程及方法（見CH06-2課件）306.3雙極晶體管電流方程及SPICE模型SPICE中的雙極型晶體管模型常采用Ebers-Moll（即EM）模型和Gummel-Poon（即GP）模型。這兩種模型均屬于物理模型，其模型參數能較好地反映物理本質且易于測量，所以便于理解和使用。31圖6.10EM直流模型

32由于這種EM模型將電流增益作為頻率的函數來處理，對計算晶體管存貯效應和瞬態特性不方便，所以改進的EM模型用了電荷控制觀點，即增加電容到模型中。并進一步考慮到發射極、基極和集電極串聯電阻，以及集成電路中集電結對襯底的電容，于是得到EM2模型。33

圖6.11EM2模型

34圖6.12EM小信號等效電路

35表6.2雙極型晶體管部分模型參數在SPICE中的符號名稱36GP模型是1970年由H．K．Gummel和H．C．Poon提出的。

GP模型對EM2模型在以下幾方面作了改進：

1.直流特性：反映了集電結上電壓的變化引起有效基區寬度變化的基區寬度調制效應，改善了輸出電導、電流增益和特征頻率。反映了共射極電流放大倍數β隨電流和電壓的變化。

2.交流特性：考慮了正向渡越時間τF隨集電極電流IC的變化，解決了在大注入條件下由于基區展寬效應使特征頻率fT和IC成反比的特性。

3.考慮了大注入效應，改善了高電平下的伏安特性。

4.考慮了模型參數和溫度的關系。

5.根據橫向和縱向雙極晶體管的不同，考慮了外延層電荷存儲引起的準飽和效應。37圖6.13GP直流模型

38圖6.14GP小信號模型

GP小信號模型與EM小信號模型十分一致，只是參數的值不同而已。396.1無源器件結構及模型6.2二極管電流方程及SPICE模型6.3雙極晶體管電流方程及SPICE模型6.4結型場效應管JFET模型6.5MESFET模型6.6MOS管電流方程及SPICE模型6.7SPICE數模混合仿真程序的設計流程及方法（見CH06-2課件）40N溝JFET的結構示意圖和電路符號41結型場效應JFET(NJF/PJF)

模型

JFET模型源于Shichman和Hodges給出的FET模型。其直流特性由反映漏極電流隨柵極電壓變化的參數VTO和BETA、確定輸出電導的參數LAMBDA和柵-源結與柵-漏結飽和電流的參數IS共同描述。包含了RD和RS兩個歐姆電阻。其電荷存儲效應由隨結電壓的平方根變化的柵-源與柵-漏兩個結的非線性耗盡層電容模擬，參數為CGS，CGD和PB。42表6.3JFET的SPICE模型參數436.1無源器件結構及模型6.2二極管電流方程及SPICE模型6.3雙極晶體管電流方程及SPICE模型6.4結型場效應管JFET模型6.5MESFET模型6.6MOS管電流方程及SPICE模型6.7SPICE數?；旌戏抡娉绦虻脑O計流程及方法（見CH06-2課件）44MESFET模型源于Statz等給出的GaAs模型其直流特性由反映漏極電流隨柵極電壓變化的參數VTO、B和BETA，并由確定飽和電壓的參數ALPHA和確定輸出電導的參數LAMBDA共同描述，表達式為模型

包含了RD和RS兩個歐姆電阻。其電荷存儲效應由隨結電壓的平方根變化的柵-源與柵-漏兩個結的非線性耗盡層電容模擬，參數為CGS，CGD和PB。45表6.4MESFET的SPICE模型參數466.1無源器件結構及模型6.2二極管電流方程及SPICE模型6.3雙極晶體管電流方程及SPICE模型6.4結型場效應管JFET模型6.5MESFET模型6.6MOS管電流方程及SPICE模型6.7SPICE數?；旌戏抡娉绦虻脑O計流程及方法（見CH06-2課件）47SPICE集成電路分析程序與MOSFET模型HSpice中常用的幾種MOSFET模型Level=1 Shichman-HodgesLevel=2 基于幾何圖形的分析模型

Grove-FrohmanModel(SPICE2G)Level=3 半經驗短溝道模型(SPICE2G)Level=49 BSIM3V3BSIM,3rd,Version3Level=50 PhilipsMOS948MOSFET一級模型(Level=1)

描述I和V的平方率特性,它考慮了襯底調制效應和溝道長度調制效應.非飽和區飽和區

KP=μCox本征跨導參數Cox=ox/Tox單位面積的柵氧化層電容LO有效溝道長度,L版圖柵長,LD溝道橫向擴散長度49MOSFET一級模型(Level=1)(續)MOSFET的閾值電壓Vto本質上由柵級上的電荷,絕緣層中的電荷和溝道區電荷之間的平衡決定的,表達式為:

VTO是Vbs=0時的閾值電壓

Vbs是襯底到源區的偏壓 為體效應閾值系數,它反映了Vto隨襯-源偏置Vbs的變化,表達式為:50MOSFET一級模型(Level=1)(續)NSUB為襯底(阱)摻雜濃度,它也決定了體內費米勢F當半導體表面的費米勢等于F時,半導體表面處于強反型,此時表面勢PHI=2Fn型反型層PHI>0,p型反型層PHI<0VFB稱之為平帶電壓,它是使半導體表面能帶和體內能帶拉平而需在柵級上所加的電壓.MS為柵金屬與半導體硅的功函數之差除以電子電荷.其數值與硅的摻雜類型,濃度以及柵金屬材料有關.VFB=MS

QSS/COX51MOSFET一級模型(Level=1)(續)柵材料類型由模型參數TPG決定.柵氧化層與硅半導體的表面電荷密度QSS=qNSSNSS為表面態密度,其模型參數為NSS.N溝道硅柵增強型MOSFET:VFB

-1.2V,PHIN溝道硅柵耗盡型MOSFET:VFB

模型參數LAMBDA()為溝道長度調制系數.其物理意義為MOSFET進入飽和區后單位漏-源電壓引起的溝道長度的相對變化率.52MOSFET一級模型直流特性涉及的模型參數VTO VTO

襯底零偏置時源閾值電壓KP 本征跨導參數GAMMA

體效應閾值系數PHI 2F

強反型使的表面勢壘高度LAMBDA

溝道長度調制系數UO μo/μn

表面遷移率L 溝道長度LD 溝道長度方向上橫向擴散長度W 溝道寬度TOX TOX

柵氧化層厚度TPG 柵材料類型NSUB NSUB

襯底(阱)摻雜濃度NSS NSS

表面態密度.53VTO,KP,GAMMA,PHI,LAMBDA是器件參數.TOX,TPG,NSUB,NSS是工藝參數.若用戶僅給出了工藝參數,SPICE會計算出相應的器件參數.MOSFET一級模型直流特性涉及的模型參數IS: 襯底結飽和電流(省缺值為0)JS 襯底結飽和電流密度N: 襯底PN結發射系數AS: 源區面積PS: 源區周長AD: 漏區面積PD: 漏區周長JSSW: 襯底PN結側壁單位長度的電流54上列8個參數用于計算1)襯底電流 2)襯-源PN結漏電流3)襯-漏PN結漏電流其中,MOSFET一級模型直流特性涉及的模型參數Iss=ASJS+PSJSSWIds=ADJS+PDJSSWIb=Ibs+Ibd55MOSFET二級模型方程

取消了漸變溝道近似分析法中的一些簡化假設。特別是在計算整體耗盡電荷時，考慮到了溝道電壓的影響。同時對基本方程進行一系列半經驗性的修正,包括表層載流子遷移率隨柵極電壓的變化,引入了襯底摻雜擬合參數NA，反映載流子速率飽和特性的擬合參數Neff,確定亞閾值電壓—電流特性曲線的斜率快速表面態匹配參數NFS等。本質上也包括了短、窄溝道效應的相關方程。

56MOSFET三級模型,

半經驗短溝道模型(Level=3)精確描述各種二級效應,又節省計算時間.計算公式中考慮了1)漏源電源引起的表面勢壘降低而使閾值電壓下降的靜電反饋效應.2)短溝道效應和窄溝道效應對閾值電壓的影響.3)載流子極限漂移速度引起的溝道電流飽和效應4)表面電場對載流子遷移率的影響.沿溝道方向(Y方向)的閾值電壓半經驗公式:

57MOSFET三級模型,半經驗短溝道模型(Level=3)(續)靜電反饋系數ETA是模擬靜電反饋效應的經驗模型參數.載流子s隨VGS而變化THETA稱之為遷移率調制系數,是模型參數.溝道長度調制減小量L的半經驗公式為:k稱之為飽和電場系數,模型參數為KAPPA.因此,MESFET三級模型新引入的模型參數為:ETA,THETA,KAPPA除此之外,MESFET三級模型中的閾值電壓,飽和電壓,溝道調制效應和漏源電流表達式等都是半經驗表達式.58MOSFET49級模型(Level=49,BSIM3V3)1995MOSFET模型.可用于模擬和數字電路模擬. 模型考慮了(1) 閾值電壓下降,(2) 非均勻摻雜效應,(3) 垂直電場引起的遷移率下降,(4) 載流子極限漂移速度引起的溝道電流飽和效應,(5) 溝道長度調制(6) 漏源電源引起的表面勢壘降低而使閾值電壓下降的靜電反饋效應.(7) 襯底電流引起的體效應(8) 亞閾值導通效應(9) 寄生電阻效應59

共有166(174)個參數!67個DC參數13個AC和電容參數2個NQS模型參數10個溫度參數11個W和L參數4個邊界參數4個工藝參數8個噪聲模型參數47二極管,耗盡層電容和電阻參數8個平滑函數參數(在3.0版本中)MOSFET49級模型(Level=49,BSIM3V3)60飛利浦MOSFET模型(Level=50)共有72個模型參數.最適合于對模擬電路進行模擬.61不同MOSFET模型應用場合L