轉速、電流雙閉環直流調速系統和

調節器的工程設計方法

電力拖動自動控制系統第3章2.1轉速、電流雙閉環直流調速系統

及其靜特性一。問題的提出

采用轉速負反饋和PI調節器的單閉環直流調速系統可以在保證系統穩定的前提下實現轉速無靜差。

如果對系統的動態性能要求較高，單閉環系統就難以滿足需要。如何控制動態性能？電力拖動系統的運動方程：結論：要得到好的動態性能，必須控制好轉矩，即控制好電流。1.單閉環系統的主要問題

單閉環系統不能控制電流和轉矩的動態過程。電流截止負反饋環節只是用來限制電流的沖擊，并不能很好地控制電流的動態波形。a)理想的快速起動過程IdLntIdOIdmb)帶電流截止負反饋的單閉環調速系統圖2-1直流調速系統起動過程的電流和轉速波形n2.理想的起動過程IdLntIdOIdmIdcrn3.解決思路

為了實現在允許條件下的最快起動，關鍵是要獲得一段使電流保持為最大值Idm的恒流過程。

按照反饋控制規律，采用某個物理量的負反饋就可以保持該量基本不變，那么，采用電流負反饋應該能夠得到近似的恒流過程。

現在的問題－－希望能實現控制：起動過程，只有電流負反饋，沒有轉速負反饋。穩態時，只有轉速負反饋，沒有電流負反饋。

怎樣才能做到這種既存在轉速和電流兩種負反饋，又使它們只能分別在不同的階段里起作用呢？------轉速電流雙閉環系統+TGnASRACRU*n+-UnUiU*i+-UcTAM+-UdIdUPE-MTG圖2-2轉速、電流雙閉環直流調速系統結構

ASR—轉速調節器ACR—電流調節器TG—測速發電機TA—電流互感器UPE—電力電子變換器內環外環ni二。轉速、電流雙閉環直流調速系統的組成轉速、電流雙閉環直流調速系統的組成

把轉速調節器的輸出當作電流調節器的輸入，再用電流調節器的輸出去控制電力電子變換器UPE。

從閉環結構上看，電流環在里面，稱作內環；轉速環在外邊，稱作外環。這就形成了轉速、電流雙閉環調速系統。

系統電路結構圖3-2雙閉環直流調速系統電路原理圖++--TG+-+-RP2U*nR0R0UcUiRiCi++-R0R0RnCnASRACRLMRP1UnU*iLM+MTAIdUdMTGUPE+-+-限幅的作用：

轉速調節器ASR的輸出限幅電壓U*im

－－電流給定電壓的最大值，即限制了最大電流；電流調節器ACR的輸出限幅電壓Ucm

－－Uc的最大值，即限制了電力電子變換器的最大輸出電壓Udm。限幅電路（外限幅，輸出限幅）二極管鉗位的外限幅電路二極管鉗位的外限幅電路C1R1R0RlimVD1VD2限幅電路（內限幅，輸出和積分限幅）圖3-3(a)雙閉環直流調速系統的穩態結構框圖(ASR未飽和)—轉速反饋系數

—電流反饋系數Ks

1/CeU*nUcIdEnUd0Un++-ASR+U*i-IdRR

ACR-UiUPE三。雙閉環系統穩態結構圖和靜特性

1.穩態結構圖：圖3-3(b)ASR飽和，相當于電流閉環系統Ks1/CeUcIdEnUd0++U*i-IdRR

ACR-UiUPEASR飽和，相當于電流閉環系統2.系統靜特性

設計時，ACR不會達到飽和狀態。

AB段ASR未飽和，BC段ASR飽和。

圖3-4雙閉環直流調速系統的靜特性

n0IdIdmIdNOnBCA（1）ASR不飽和－轉速無靜差即

U*i>U*im，Id<Idm。（2）ASR飽和－電流無靜差U*i=U*im，穩態時

最大電流--Idm

取決于容許過載能力和拖動系統允許的最大加速度。n<n0，3.兩個調節器的作用轉速無靜差：在負載電流小于Idm時表現轉速負反饋起主要調節作用。電流無靜差：當負載電流達到Idm

后，轉速調節器飽和，電流調節器起調節作用。四。各變量的穩態工作點和穩態參數計算

雙閉環調速系統在穩態工作中，當兩個調節器都不飽和時，各變量之間有下列關系：

(3-3)(3-5)

(3-4)

PI調節器特點：

比例環節的輸出量總是正比于其輸入量。

PI調節器未飽和時，其輸出量的穩態值是輸入的積分，最終使PI調節器輸入為零，才停止積分。 雙閉環系統中，穩態時：

電流調節器的輸出：

轉速調節器的輸出：

反饋系數計算：轉速反饋系數

電流反饋系數

(3-6)(3-7)

3.2雙閉環直流調速系統的數學模型

和動態性能分析雙環系統起動過程是怎樣的？

從動態數學模型出發，分析雙閉環直流調速系統的起動過程、動態抗擾性能、轉速和電流兩個調節器的作用。

一。雙閉環直流調速系統的動態數學模型PI調節器的結構：++C1RbalUinR0+AR1ASR及ACR都采用PI調節器：U*nn系統動態結構圖：圖3-5雙閉環直流調速系統的動態結構框圖

Uc-IdLUd0Un+--

-UiWASR(s)WACR(s)KsTss+11/RTls+1RTmsU*iId1/Ce+E電機模型二。起動過程分析

突加給定電壓U*n時，雙閉環直流調速系統在帶有負載IdL

條件下起動過程的電流波形和轉速波形。圖2-7雙閉環直流調速系統起動時的轉速和電流波形

IdL

Id

n

n*

Idm

OOIIIIIIt4t3

t2

t1

1.起動過程

在起動過程中轉速調節器ASR經歷了不飽和（I）、飽和（II）、退飽和（III）三個階段。

圖2-7雙閉環直流調速系統起動時的轉速和電流波形

n

OOttIdm

IdL

Id

n*

IIIIIIt4

t3

t2

t1

IdL

Id

n

n*

Idm

OOIIIIIIt4

t3t2

t1tt第I階段電流上升階段（0~t1）

第I階段電流上升的階段（續）突加給定電壓U*n后，Id上升，當Id

小于負載電流IdL時，電機還不能轉動。當Id≥

IdL

后，電機開始起動，由于機電慣性作用，轉速不會很快增長，ASR輸入偏差電壓仍較大，ASR很快進入飽和狀態，而ACR一般不飽和。直到Id=Idm

，Ui

=U*im

。特點：ASR由不飽和進入飽和狀態 轉速增加較慢、電流快速上升到Idm。n

IdL

Id

n*

Idm

OOIIIIIIt4

t3

t2

t1

tt第II階段恒流升速階段（t1~t2）

第II階段恒流升速階段（續）ASR始終是飽和的，轉速環相當于開環，系統為在恒值電流U*im給定下的電流調節系統，基本上保持電流Id

恒定，因而系統的加速度恒定，轉速呈線性增長，直到n

=n*。電機的反電動勢E也按線性增長，對電流調節系統來說，E是一個線性漸增的擾動量，為了克服它的擾動，Ud0和Uc

也必須基本上按線性增長，才能保持Id

恒定。當ACR采用PI調節器時，要使其輸出量按線性增長，其輸入偏差電壓必須維持一定的恒值，也就是說，

Id

應略低于Idm。第II階段恒流升速階段（續）特點：ASR處于飽和狀態－－轉速環開環；電流無靜差系統；轉速線性上升；Id略小于Idm第Ⅲ階段轉速調節階段（t2以后）

ASR和ACR都不飽和，ASR起主導作用，ACR力圖使Id盡快地跟隨U*i

，或者說，電流內環是一個電流隨動子系統。IdL

Id

n

n*

Idm

OOIIIIIIt4t3

t2

t1

tt第Ⅲ階段轉速調節階段（續）當n

=n*時，ASR輸入偏差為零，但其輸出卻由于積分作用還維持在限幅值U*im

，所以電機仍在加速，使n>n*。ASR輸入偏差電壓變負，開始退出飽和，U*i

和Id

很快下降。但是，只要Id

仍大于負載電流IdL，轉速就繼續上升。直到Id

=IdL時，轉矩Te=TL

，則dn/dt=0，轉速n才到達峰值（t=t3時）。第Ⅲ階段轉速調節階段（續）此后，電動機在負載的阻力下減速，在一小段時間內（t3~t4

），Id<

IdL

，直到穩定Id=

IdL

，n

=n*。如果調節器參數整定得不夠好，會有振蕩過程。IdL

Id

n

n*

Idm

OOIIIIIIt4

t3t2

t1

tt特點：ASR不飽和，起主要調節作用；ACR起跟隨作用；轉速有超調。2.起動過程的特點：

雙閉環直流調速系統的起動過程有以下三個特點：

（1）飽和非線性控制（2）轉速超調（3）準時間最優控制(有限制條件的最短時間控制)

三。雙閉環調速系統動態抗擾性能分析

主要擾動源：負載變化；電源電壓變化。

1/CeU*nnUd0Un+-ASR1/RTls+1RTmsKsTss+1ACR

U*iUi--EId1.抗負載擾動±?IdL直流調速系統的抗負載擾動作用抗負載擾動（續）

擾動作用位置：電流環之外 抗擾作用調節器：轉速調節器ASR

對ASR的設計要求：應要求有較好的抗擾性能指標。2.抗電網電壓擾動-IdL±?Ud圖2-8直流調速系統的動態抗擾作用±△Ud—電網電壓波動在整流電壓上的反映

1/CeU*nnUd0Un+-ASR1/RTls+1RTmsIdKsTss+1ACR

U*iUi--E抗電網電壓擾動

雙閉環系統中，由于增設了電流內環，電壓波動可以通過電流反饋得到比較及時的調節，不必等它影響到轉速以后才能反饋回來，抗擾性能大有改善。

擾動作用位置：電流環內的前向通道 抗擾作用的調節器：電流調節器ACR

1.轉速調節器的作用

（1）速度調節－它使轉速n很快地跟隨給定電壓變化，穩態時可減小轉速誤差，如果采用PI調節器，則可實現無靜差。（2）抗擾作用－－對負載變化起抗擾作用。（3）限制電機最大電流－－其輸出限幅值決定電機允許的最大電流。四。轉速、電流調節器的作用

2.電流調節器的作用（1）跟隨作用－－作為內環的調節器，在外環轉速的調節過程中，它的作用是使電流緊緊跟隨其給定電壓（即外環調節器的輸出量）變化。（2）抗擾作用－－對電網電壓的波動起及時抗擾的作用。（3）加快動態過程－－在轉速動態過程中，保證獲得電機允許的最大電流，從而加快動態過程。（4）過流自動保護作用－－當電機過載甚至堵轉時，限制電樞電流的最大值，起快速的自動保護作用。一旦故障消失，系統立即自動恢復正常。這個作用對系統的可靠運行來說是十分重要的。2.3調節器的工程設計方法必要性:

設計調節器須同時解決穩、準、快、抗干擾等各方面相互有矛盾的靜、動態性能要求?？赡苄?

電力拖動自動控制系統可由低階系統近似，事先研究低階典型系統的特性，將實際系統校正成典型系統，設計過程就簡便多了。設計方法的原則

（1）概念清楚、易懂； （2）計算公式簡明、好記； （3）不僅給出參數計算的公式，而且指明參數調整的方向； （4）能考慮飽和非線性控制的情況，同樣給出簡單的計算公式； （5）適用于各種可以簡化成典型系統的反饋控制系統。一。工程設計方法的基本思路

選擇典型系統 －－根據系統性能要求選擇合適的典型系統2.選擇調節器結構

－－使系統典型化并滿足穩定和穩態精度。3.設計調節器的參數 －－滿足動態性能指標的要求。二。控制系統的動態性能指標動態性能指標：

跟隨性能指標 抗擾性能指標調速系統的動態指標－－以抗擾性能為主；隨動系統的動態指標－－以跟隨性能為主。

系統典型的階躍響應曲線±5%（或±2%）

0Otrts圖2-11典型階躍響應曲線和跟隨性能指標跟隨性能指標

階躍響應跟隨性能指標：tr

—上升時間：第一次到達給定值的時間—超調量:ts

—調節時間:進入誤差帶的時間

突加擾動的動態過程和抗擾性能指標圖2-12突加擾動的動態過程和抗擾性能指標±5%（或±2%）

O

tmtvCb抗擾性能指標

抗擾性能指標：Cmax

—最大動態降落tv

—恢復時間：

三。典型系統

一般來說，許多控制系統的開環傳遞函數都可表示為

R(s)C(s)典型系統

分母中的sr項表示該系統在原點處有r重極點，r=0，1，2，…時，分別稱作0型、I型、Ⅱ型、…系統。

0型系統穩態精度低，而Ⅲ型和Ⅲ型以上的系統很難穩定。為了保證穩定性和較好的穩態精度，多選用I型和II型系統。1.典型I型系統（1）結構圖與傳遞函數

式中T—系統的慣性時間常數；

K—系統的開環增益。（2-9）

K

與截止頻率c

的關系

當c

<1/T時，特性以–20dB/dec斜率穿越零分貝線，系統有較好的穩定性。由圖中的特性可知：所以

K=c

（當

c

時）

(2-12)

OdB/decdB/dec典型I型系統開環對數頻率特性

系統結構簡單，對數幅頻特性–20dB/dec的斜率穿越0dB線，只要參數的選擇能保證足夠的中頻帶寬度，系統就一定是穩定的，且有足夠的穩定裕量，當或相角穩定裕度

典型I型系統性能特性四。典型I型系統性能指標和參數的關系

典型I型系統中，時間常數T

在實際系統中往往是控制對象本身固有的，能夠改變的只有開環增益K

。設計時，需要按照性能指標選擇參數K

。

K

與開環對數頻率特性的關系

不同K值時典型I型系統的開環對數頻率特性，箭頭表示K值增大時特性變化的方向。

快速性與穩定性之間的矛盾

K值越大，截止頻率c

也越大，系統響應越快，相角穩定裕度

=90°–arctgcT越小，這也說明快速性與穩定性之間的矛盾。

在選擇參數K時，須在二者之間取折衷。1.典型I型系統跟隨性能指標與參數的關系

（1）穩態跟隨性能指標e不同輸入信號作用下的穩態誤差輸入信號階躍輸入斜坡輸入加速度輸入穩態誤差

0v0/K穩態跟隨性能指標在階躍輸入下的I型系統穩態時是無差的；但在斜坡輸入下則有恒值穩態誤差，且與K值成反比；在加速度輸入下穩態誤差為。

因此，I型系統不能用于具有加速度輸入的隨動系統。K、T與標準形式參數的換算（1）動態跟隨性能指標（2-13）

閉環傳遞函數：典型I型系統是一種二階系統，式中n—無阻尼時的自然振蕩角頻率，或稱固有角頻率；

—阻尼比，或稱衰減系數。（2-13）

二階系統的動態響應性質

<1，欠阻尼的振蕩特性，

1，過阻尼的單調特性；

=1，臨界阻尼。過阻尼動態響應較慢，一般把系統設計成欠阻尼，即

0<

<1典型I型系統的阻尼比

在典I系統中KT<1，代入式得

>0.5，應取

(2-18)

二階系統的動態響應性質

<1，欠阻尼的振蕩特性，

1，過阻尼的單調特性；

=1，臨界阻尼。過阻尼動態響應較慢，一般把系統設計成欠阻尼，即

0<

<1過渡時間

超調量

上升時間

峰值時間

性能指標和系統參數之間的關系截止頻率

相角穩定裕度

典型I型系統跟隨性能指標和頻域指標與參數的關系參數關系KT0.250.390.50.691.0阻尼比超調量上升時間tr峰值時間tp

相角穩定裕度

截止頻率c1.00%

76.3°0.243/T0.81.5%6.6T8.3T69.9°0.367/T0.7074.3%4.7T6.2T

65.5°0.455/T0.69.5%3.3T4.7T59.2°0.596/T0.516.3%2.4T3.2T

51.8°0.786/T?。。。⌒阅苤笜擞懻摚?。當

，時，超調量為，穩定性和快速性都較好－－西門子把它稱為“二階最佳系統”；2。在工程上，根據不同的工藝要求，可以有不同的最佳參數選擇，根據要求選擇參數；3。列表的目：為參數的選擇提供了簡便的途徑，當不能滿足所需的全部性能指標時，說明典型Ⅰ型系統已不能適用，須采用其它控制方法。典型Ⅰ型系統已經規定了系統的結構，分析它的抗擾性能指標的關鍵因素是擾動作用點，某種定量的抗擾性能指標只適用于一種特定的擾動作用點。(2)動態抗擾性能指標電流環的擾動作用點：在

采用PI調節器的情況下，在擾動作用點前后各是一個一階慣性環節，其動態結構框圖為：（T2>T1）

僅考慮擾動作用R(s)=0典型I型系統

擾動作用下的典型I型系統的傳遞函數:(典型的I型系統)

階躍擾動作用下的輸出變化量階躍擾動：輸出變化量：當27.8%16.6%9.3%6.5%tm

/T2.83.43.84.0tv

/T14.721.728.730.4典型I型系統動態抗擾性能指標與參數的關系（KT=0.5,Cb=FK2)結果分析

當控制對象的兩個時間常數相距較大時，動態降落減小，但恢復時間卻拖得較長。2.典型Ⅱ型系統結構圖和傳遞函數

（3-22）OdB/decdB/decdB/decO1/1典型II型系統性能指標和參數的關系

典型II型系統的時間常數T也是控制對象固有的，而待定的參數有兩個：K和。定義中頻寬：(2-32)

OdB/decdB/decdB/dec典型Ⅱ型系統開環對數頻率特性O1/1典型Ⅱ型系統系統性能特性

典型的II型系統也是以–20dB/dec的斜率穿越零分貝線。為保證系統穩定，選擇參數應滿足

或

比T大得越多，系統的穩定裕度越大。典型Ⅱ型系統的開環對數幅頻特性0-20

–40

-40

/s-1c=1–20dB/dec–40dB/dec–40dB/dec中頻寬參數之間的一種最佳配合采用“振蕩指標法”中的閉環幅頻特性峰值最小準則，可以找到和兩個參數之間的一種最佳配合，

表3-3(P74)加大中頻寬h可以減小，從而降低超調量，但同時也將減小，使系統的快速性減弱參數之間的一種最佳配合則

P74（1）動態跟隨性能指標開環閉環

h345678910

tr

/Tts

/T

k52.6%

2.412.15343.6%2.65

11.65

237.6%2.859.55233.2%3.010.45129.8%3.111.30127.2%3.212.25125.0%3.313.25123.3%3.3514.201C（t/T）（單位階躍響應函數）典型II型系統階躍輸入跟隨性能指標（按Mrmin準則確定關系時）(P75)表3-4h越小超調量越大－－穩定性差轉速環在負載擾動作用下的動態結構:(2)典型Ⅱ型系統動態抗擾性能指標圖3-14轉速環在負載擾動作用下的動態結構圖圖3-15典型II型系統在一種擾動作用下的動態結構框圖一種擾動作用下的結構等效結構圖II型系統階躍擾動下按最小的閉環幅頻特性峰值Mrmin準則典型II型系統動態抗擾性能指標與參數的關系

h345678910

Cmax/Cbtm

/T

tv

/T

72.2%

2.4513.60

77.5%2.70

10.4581.2%2.858.8084.0%

3.0012.9586.3%3.1516.8588.1%3.2519.8089.6%3.3022.8090.8%3.4025.85

h345678910

tr

/Tts

/T

k52.6%

2.412.15343.6%2.65

11.65

237.6%2.859.55233.2%3.010.45129.8%3.111.30127.2%3.212.25125.0%3.313.25123.3%3.3514.201表3-5表3-4跟隨性能±5%（或±2%）Cb

0Otrts圖2-11典型階躍響應曲線和跟隨性能指標

突加擾動的動態過程和抗擾性能指標圖2-12突加擾動的動態過程和抗擾性能指標±5%（或±2%）

O

tmtvCb

一般來說，

h值越小，Cmax/Cb

也越小，

tm

和tv

都短，因而抗擾性能越好，這個趨勢與跟隨性能指標中超調量與h值的關系恰好相反，反映了快速性與穩定性的矛盾。

但是，當h<5時，由于振蕩次數的增加，

h再小，恢復時間tv

反而拖長了。

h=5是較好的選擇兩種典型系統性能比較靜態誤差不同

－－典型I只對階躍輸入無差，典型Ⅱ對斜坡輸入也無差動態跟隨及抗擾性能 －－典型I型系統在跟隨性能上可以做到超調小，抗擾性能較差 －－典型Ⅱ型系統的超調量相對較大，抗擾性能卻比較好。這是設計時選擇典型系統的重要依據。3.控制對象的工程近似處理方法（1）高頻段小慣性環節的近似處理

小時間常數所對應的頻率都處于頻率特性的高頻段，形成一組小慣性群。例如，系統的開環傳遞函數為小慣性環節可以合并

當系統有一組小慣性群時，在一定的條件下，可以將它們近似地看成是一個小慣性環節，其時間常數等于小慣性群中各時間常數之和。

例如：一般工程上允許有10%的誤差,則考慮到開環頻率特性的截止頻率與閉環頻率的帶寬一般比較接近,則用截止頻率作為閉環系統通頻帶的標志.近似表示為同理,如果三個小慣性環節,其近擬處理表達式為或***（2）高階系統的降階近似處理三階系統a，b，c都是正數，且bca，即系統是穩定的。降階處理：忽略高次項，得近似的一階系統近似條件

(2-50)

(2-51)

(2-52)

（3）低頻段大慣性環節的近似處理

時間常數特別大的慣性環節，可以近似為積分環節，即

近似條件

(2-53)

c對頻率特性的影響低頻段大慣性環節近似處理對頻率特性的影響

低頻時把特性a近似地看成特性b

1.調節器結構的選擇 基本思路:將控制對象校正成為典型系統。系統校正控制對象

調節器

輸入輸出典型系統

輸入輸出3.3.3按工程設計方法設計雙閉環系統的調節器校正成典型I型系統的幾種調節器選擇控制對象調節器參數配合T1、T2T3T1T2控制對象調節器參數配合認為：

認為：

校正成典型II型系統的幾種調節器選擇3.3.3按工程設計方法設計雙閉環系統的調節器

系統設計的一般原則：

“先內環后外環”

從內環開始，逐步向外擴展。在這里，首先設計電流調節器，然后把整個電流環看作是轉速調節系統中的一個環節，再設計轉速調節器。-IdL(s)Ud0(s)Un+--+-UiACR1/RTls+1RTmsU*I(s)Uc(s)KsTss+1Id1Ce+E

Tois+11

T0is+1ASR1

T0ns+1

Tons+1U*n(s)n(s)電流環圖3-18雙閉環調速系統的動態結構框圖

轉速、電流雙閉環調速系統E(s)增加了濾波環節

設計分為以下幾個步驟：1.電流環結構圖的簡化；2.電流調節器結構的選擇；3.電流調節器的參數計算；4.電流調節器的實現；5.檢驗近似條件。一。電流調節器的設計1.電流環結構圖的簡化簡化內容忽略反電動勢的動態影響等效成單位負反饋系統小慣性環節近似處理Ud0(s)+-Ui(s)ACR1/RTls+1U*i(s)Uc

(s)KsTss+1Id

(s)

Tois+11

Tois+1（1）忽略反電動勢的動態影響

暫不考慮反電動勢變化的動態影響，電流環如下圖所示。簡化條件：

電流環截止頻率

給定濾波和反饋濾波兩個環節都等效地移到環內，同時把給定信號改成U*i(s)/

，則電流環便等效成單位負反饋系統。

+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tss+1)(Tls+1)Id

(s)U*i(s)

Tois+1圖2-23b等效成單位負反饋系統+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)圖2-23c電流環結構圖+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tss+1)(Tls+1)Id

(s)U*i(s)

Tois+1

Ts

和T0i

一般都比Tl小得多，可以近似為一個慣性環節，其時間常數為

T∑i=Ts+Toi

(2-55)

簡化的近似條件為

(2-56)

（2）小慣性環節近似處理2.電流調節器結構的選擇典型系統的選擇：采用I型系統電流調節器選擇：PI型的電流調節器，傳遞函數（3-48）

Ki

—電流調節器的比例系數；

i＝電流調節器的超前時間常數。+-Uc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)+-Uc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)3.電流調節器的參數計算

調節器零點與控制對象的大時間常數極點對消

則電流環的動態結構圖便成為典型Ⅰ系統，其中+-Uc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)+-Uc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)3.電流調節器的參數計算(續）

如希望電流超調量i

≤5%，選

=0.707，KI

Ti=0.5，則根據性能要求查典型I型系統跟隨性能指標與參數的關系表,查出KT值，因T已知，計算K。KIs(Tis+1)Id

(s)+-U*i(s)圖2-24校正成典型I型系統的電流環a)動態結構框圖

b)開環對數幅頻特性:

校正后電流環的結構和特性OL/dBci-20dB/dec/s-1-40dB/decT∑i4.電流調節器的實現模擬式電流調節器電路圖中:U*i

—電流給定電壓；–Id

—電流負反饋電壓；Uc

—電力電子變換器的控制電壓。圖2-25含給定濾波與反饋濾波的PI型電流調節器

電流調節器電路參數的計算公式(2-62)

(2-63)

5。檢驗近似條件：計算電流環截止頻率： （1）電力電子變換器純滯后的近似處理：（2）忽略反電動勢變化對電流環的動態影響：

（3）電流環小慣性群的處理：

1.電流環的等效閉環傳遞函數電流環閉環傳遞函數(2-65)

KIs(Tis+1)Id

(s)+-U*i(s)忽略高次項，上式可降階近似為

(2-66)

近似條件可由式（2-52）求出

(2-67)

式中cn—轉速環開環頻率特性的截止頻率。電流環的傳遞函數簡化:(3-59)

電流環等效傳遞函數

原來雙慣性環節的電流環控制對象，經閉環控制后，可以近似地等效成只有較小時間常數的一階慣性環節。-IdL(s)Ud0(s)Un+--+-UiACR1/RTls+1RTmsU*I(s)Uc(s)KsTss+1Id1Ce+E

Tois+11

T0is+1ASR1

T0ns+1

Tons+1U*n(s)n(s)電流環圖3-18雙閉環調速系統的動態結構框圖

E(s)增加了濾波環節

電流閉環控制的意義

電流閉環控制改造了控制對象，加快了電流的跟隨作用，這是局部閉環（內環）控制的一個重要功能。

例3-1ACR設計-IdL(s)Ud0(s)Un+--+-UiACR1/RTls+1RTmsU*I(s)Uc(s)KsTss+1Id1Ce+E

Tois+11

T0is+1ASR1

T0ns+1

Tons+1U*n(s)n(s)電流環圖3-18雙閉環調速系統的動態結構框圖

E(s)+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tss+1)(Tls+1)Id

(s)U*i(s)

Tois+1Ud0(s)+-Ui(s)ACR1/RTls+1U*i(s)Uc

(s)KsTss+1Id

(s)

Tois+11

Tois+1+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)KIs(Tis+1)Id

(s)+-U*i(s)+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tss+1)(Tls+1)Id

(s)U*i(s)

Tois+1(2-62)

(2-63)

檢驗近似條件：計算電流環截止頻率： （1）電力電子變換器純滯后的近似處理：（2）忽略反電動勢變化對電流環的動態影響：

（3）電流環小慣性群的處理：

例3-1設計步驟：1.電流環的等效閉環傳遞函數；2.轉速調節器結構的選擇；3.轉速調節器參數的選擇；4.轉速調節器的實現；5.校驗近似條件。二。轉速調節器的設計2.轉速調節器結構的選擇轉速環的動態結構

-IdL(s)Ud0(s)Un+--+-UiACR1/RTls+1RTmsU*I(s)Uc(s)KsTss+1Id1Ce+E

Tois+11

T0is+1ASR1

T0ns+1

Tons+1U*n(s)n(s)電