第

5章振幅調制、解調與混頻電路

主要內容：5.1振幅調制、解調與混頻基本原理5.2振幅調制電路5.3振幅檢波電路5.4混頻電路5.5故障診斷【目的和要求】掌握調制、解調及混頻的含義、原理、實現方法及主要指標計算，掌握AM、DSB、SSB的時域標準表達式、頻譜特點、實現電路及應用，熟悉典型的調制、解調電路、混頻電路的構成、工作原理及基本分析方法，了電路的故障及混頻干擾分析方法。

【重點和難點】調制、解調及混頻的含義，調幅波的基本性質振幅調制、解調及混頻電路的電路組成、工作原理、分析方法及特點常見干擾

傳輸信息是人類生活的重要內容之一。傳輸信息的手段很多，而利用無線電技術進行信息傳輸則占有極為重要的地位，無線電通信、廣播、電視、導航、雷達、遙控遙測等，都是利用無線電技術傳輸各種不同信息的方式，而在這些方式中、在信息的傳遞過程中，都要用到調制與解調。所謂調制，就是用待傳輸的低頻信號去控制高頻載波的參數，也就是在發方將所傳送的低頻信號附加在高頻振蕩上，再由天線發射出去。在這里，待傳輸的低頻信號稱為調制信號，已調制的高頻載波稱為已調波，具有調制功能的電路則稱為調制電路或調制器。

解調是調制的逆過程，是指在收端從高頻信號中還原出原調制信號的過程，而具有解調功能的電路則稱之為解調電路或檢波電路。調制與解調都是頻譜變換的過程，必須采用由非線性元件構成的、具有頻率變換作用的電路才能實現。調制、解調電路是現代通信設備中重要的組成部分，而在其他電子設備中也得到廣泛應用。

1．調制的原因在信號傳輸過程中，我們所要傳送的信號頻率往往不是太低就是其頻帶太寬。例如，人類的語音信號其頻率范圍為300～3400Hz，而圖像信號頻帶寬度可達6.5MHz左右，這些信號若直接通過電磁波傳輸則十分不利，所以必須經過調制過程。

采用調制可實現電信號的有效傳輸。由理論和實踐證明，電磁波若要通過天線發射出去，則發射天線的尺寸至少是其波長的1/10。如果用天線將低頻信號直接發射出去，則天線的尺寸必須很大。例如頻率為的電磁波，由公式可得其波長，即使取其波長的1/10，也將達到的長度，可見這樣長的天線在現實中是很難實現的。因此可采用調制技術先將低頻信號附加在高頻信號某一參量上，然后再將已調高頻載波由天線發射出去，從而解決了天線尺寸的問題。

采用調制，還可以避免不同電臺節目之間的干擾。因為音頻信號工作于同一頻率范圍，所以若將音頻信號直接發射出去，則會導致接收機同時收到不同電臺的節目，無法進行區分、選擇。同時，為了使發射與接收效率高，在發射機與接收機方面都必須采用天線和諧振回路，而語音、圖像等信號頻率變化范圍很大，則要求天線和諧振回路的參數在很寬范圍內變化，這又是很難做到的。因此，為了達到以上的要求，必須利用高頻載波來傳輸低頻信號，即將信號附加在高頻載波的某一參量上來傳輸。

2．調制的方式調制可分為連續波調制和脈沖波調制兩大類。若用調制信號去控制高頻載波的振幅、頻率或相位，即可得連續波調制。根據受調參數的不同可分為振幅調制、頻率調制和相位調制三種方法，簡稱調幅、調頻和調相。脈沖波調制是先用調制信號調制脈沖波的參數（脈沖的振幅、寬度或位置），然后再用已調脈沖波去調制高頻載波。根據脈沖波的不同受調參數可分為脈沖振幅、脈沖寬度、脈沖位置等調制方法。

在本章中，我們將重點介紹連續波調制的三種基本方法之一——振幅調制。振幅調制就是用調制信號（待傳輸的信息）去控制高頻載波振幅的過程；而在接收端從已調信號中還原出原調制信號的過程則稱之為振幅解調或振幅檢波；混頻則是將已調波的載頻變為另一載頻已調波的過程。本章將對振幅調制、解調和混頻的基本原理及常用電路進行系統的分析。

5.1相乘器與頻譜搬移電路5.1.1相乘器及其頻譜變換作用在振幅調制電路中我們往往采用相乘器來實現調制信號與載波的相乘，振幅調制的實現必須以相乘器為基礎。相乘器是一種能夠完成兩個輸入模擬信號相乘功能的電路或器件。

圖5-1相乘器模型的兩種電路符號

設，，則相乘器的輸出電壓為

在上式中，兩個輸入信號的頻率分別為ωX、ωY，經過相乘器后，輸出電壓信號的頻率則為二者的和頻與差頻，即ωX+ωY和ωX-ωY，所以，由此可知相乘器具有頻率變換的作用，它是一非線性器件，具有非線性器件的特點。若相乘器的輸入信號uiX（t）、uiY（t）分別為調制信號和高頻載波，即可實現振幅調制。

5.1.2振幅調制基本原理振幅調制簡稱調幅，就是利用調制信號（待傳輸的基帶信號或原始電信號）去控制高頻載波的幅度，使高頻載波的幅度隨調制信號的變化規律而變化，而載波的頻率、相位則保持不變。振幅調制過程屬于頻譜搬移過程，調制信號的頻譜在經過振幅調制后將進行不失真的線性搬移，所以振幅調制又稱為線性調制。振幅調制可分為普通調幅AM、抑制載波雙邊帶調幅SC-DSB、單邊帶調幅SSB以及殘留邊帶調幅VSB等方法。

1．普通調幅的性質

設正弦型高頻載波為單音頻調制信號為普通調幅信號數學表達式為

在高頻電子線路中，我們往往將對信號的研究擴展至頻域的范圍，不僅要清楚信號在時域中的表示形式及波形，更要掌握其頻譜函數及特點。所謂頻譜，即信號中所包含的所有頻率成分及其大小，可由頻譜圖來描述，用頻譜來描述信號更能體現信號特征。AM信號的頻譜函數與其時域表達式為傅立葉變換與反變換的關系，其頻譜是調制信號頻譜的線性搬移，即將調制信號頻譜搬移至載波頻率的兩側。AM信號調制的時域與頻域波形變換如圖5-3所示。

圖5-3AM信號調制的時域和頻域波形變換

由圖中的時域波形變換可知，當滿足條件≤1時，AM信號的包絡與調制信號的形狀完全一致，調制信號的信息就包含在已調高頻載波的振幅之中，所以在接收端只要采用包絡檢波的方法就會很容易的恢復出原始的調制信號。由頻譜圖可以看出，AM信號的頻譜由載頻分量、上邊頻、下邊頻三部分組成，頻率高于ωC的為上邊頻，反之為下邊頻，而上下邊頻的頻譜結構與調制信號的頻譜結構完全相同，是調制信號頻譜的線性搬移，二者關于載波分量對稱。同時，由AM信號的頻譜圖可得，AM信號的頻帶寬度為，即為調制信號頻率的兩倍。

圖5-4不同ma時的AM波形

在多音頻調制時，調制信號的頻譜具有一定的頻率寬度，所以經AM調制后，具有一定頻率寬度的調制信號頻譜被搬移至載波頻率的兩側，仍為線性搬移。其時域波形與頻譜變換過程如圖5-5所示。

由圖5-5可知，調制信號為多音頻信號時，調制后已調信號中所包含的每一頻率分量都將產生一對邊頻，所以其頻譜圖由載波分量、上邊帶和下邊帶組成，上、下邊帶的頻譜分量相對于載波是對稱的。由圖5-5可得多音頻調制下AM信號的頻帶寬度為，其中fmax和fmin分別為調制信號中所包含的最高頻率分量和最低頻率分量。

圖5-5多音調制時AM信號時域與頻域波形變換示意圖

普通調幅波中的功率關系

載波功率：

每一邊頻功率平均輸出總功率為

邊頻功率隨ma的增大而增加，它所增加的部分是兩個邊頻所產生的功率，因為信號包含在邊頻內，所以應盡可能提高的值，增強邊帶功率，提高傳輸信號的能力。當ma=1時，邊頻功率為最大值，此時上、下邊頻功率之和只有載波功率的一半，占整個調幅波功率的1/3。而載波本身并不包含信號，但其功率卻占整個調幅波功率的絕大部分，而這一部分載波功率是沒用的。發送端發送的功率被不攜帶信息的載波占去了很大比例，這顯然是不經濟的，這也是普通調幅波一非常明顯的缺點。但因普通調幅的調制設備簡單，解調更為簡單，便于接收，所以在無線電廣播等某些領域仍獲得了廣泛的應用。

例5-1

已知一調制信號，載波，且直流電壓U0=5V，求：（1）uAM（t）信號表達式；（2）uAM（t）信號頻帶寬度；（3）uAM（t）信號的調幅指數；（4）此uAM（t）信號一周期內的平均輸出總功率，已知RL=1Ω；（5）畫出此uAM（t）信號的時域和頻域波形圖。

解：（1）由AM信號調制原理可得（3）由表達式可知ma=0.4（2）頻帶寬度（4）平均輸出總功率為

（5）可按前面分析自行畫出此AM信號的時域與頻域波形。普通調幅波中，載波本身并不包含信號，但它的功率卻占整個調幅波功率的絕大部分，而從信息傳遞的觀點來看，這一部分載波功率是沒有用的，所以，為了節省發射功率，可以只發射含有信號的上、下兩個邊帶的信號，而不發射載波，即將載波抑制掉，這種調幅信號則稱為抑制載波雙邊帶調幅信號（SC-DSB）；也可以在將載波抑制掉的基礎之上，再進一步抑制掉一個邊帶，只發送一個邊帶信號，這種調幅波仍然具有傳遞信息的能力，這種調幅波則稱之為單邊帶調幅波（SSB）。

2．抑制載波雙邊帶調幅SC-DSB

圖5-6為抑制載波雙邊帶調幅波調制模型。uC(t)為高頻載波，uΩ(t)為調制信號。則由圖5-6可得抑制載波雙邊帶調幅信號表達式：

DSB信號的頻譜函數與其時域表達式同樣互為傅立葉變換與反變換的關系，其頻譜是調制信號頻譜的線性搬移，即將調制信號頻譜搬移至載波頻率的兩側，而此時載波頻率分量在DSB-DSB信號頻譜中并不存在。單音頻調制下的抑制載波雙邊帶調幅波的時域與頻域波形如圖5-7所示。

圖5-6SC-DSB調制模型

圖5-7單音頻調制下的SC-DSB調幅信號的時域與頻域波形

由圖5-7a中的時域波形變換可知，雙邊帶調幅信號的振幅是在零值上下按照調制信號的規律變化的，此時已調信號的包絡不再與調制信號的變化規律一致，因此在接收端是不能采用包絡檢波的方法來恢復原始調制信號的，只能采用相干解調的方法對其進行解調，所以其檢波器較之包絡檢波器要復雜得多。

圖5-8多音頻調制下的SC-DSB信號的頻譜變換過程

3．單邊帶調幅SSB與普通調幅信號相比較，抑制載波雙邊帶信號節省了載波功率，由其頻譜分析可知，因為不存在載波分量，所以其調制效率為100%，即全部功率用于傳輸兩個邊帶信號，邊帶信號中包含了待傳輸的調制信號信息。雖然抑制載波雙邊帶信號在傳輸過程中節省了載波功率，但其傳輸帶寬與普通調幅信號的傳輸帶寬相同，仍為調制信號帶寬的兩倍，且上下邊帶中均包含有原調制信號的頻譜成分，而通常在實際通信過程中，我們只需傳輸其中的一個邊帶，即可在接收端恢復出原始調制信號。而這種只傳輸一個邊帶信號的調幅波我們就稱之為單邊帶調幅波（SSB）。同時，由以上分析可得單邊帶信號的帶寬為，其帶寬為普通調幅信號和抑制載波雙邊帶信號帶寬的一半。

（1）濾波法濾波法是產生單邊帶信號的最直接、最簡單也是最常用的方法。其產生單邊帶信號的過程為：首先生成抑制載波雙邊帶信號，然后使其通過相應的邊帶濾波器，濾除上邊帶或下邊帶信號，即可得到單邊帶信號。圖5-9所示為由濾波法產生單邊帶信號的一般模型，即在平衡調幅器后面加上適合的濾波器，把不需要的邊帶濾除，只讓一個邊帶通過。

圖5-9由濾波法產生SSB信號的一般模型

在單音頻調制下，SC-DSB信號為上邊帶信號：下邊帶信號：單邊帶信號表達式：

圖5-10逐級濾波法實現SSB信號的電路模型

（2）相移法利用移相的方法消去不需要的邊帶，從而產生單邊帶信號，即為相移法。其原理框圖如圖5-11所示。圖中，調制信號電壓與載波信號電壓均相移90?。

圖5-11移相法產生SSB信號的原理模型

5.1.3振幅解調基本原理調幅信號的解調是調制的逆過程，也稱之為檢波。檢波的作用就是將調制信號從已接收到的振幅已調的高頻載波信號中還原出來。從頻譜上看，檢波是將調幅信號的頻譜從高頻搬移到低頻，檢波過程也是應用非線性元器件來實現頻率變換的過程。振幅解調可分為包絡解調（檢波）和相干解調（檢波）兩種方法。若調幅信號的包絡與調制信號的變化規律一致，則可采用包絡檢波的方法來進行解調，前面提到的AM信號即可采用此種方法進行解調；相干解調則要求收方提供和發方完全相同的載波，這里的完全相同指的是載波的頻率和相位完全相同，進而實現調幅信號的解調，這種方法對于AM、SC-DSB等調幅信號均適用。

1．普通調幅波的解調普通調幅波既可采用相干檢波的方法進行解調，又可采用包絡檢波的方法進行解調。相干解調也叫相干檢波或同步解調。采用相干解調時，為了無失真的恢復原調制信號，在接收端必須提供一與發方完全相同（同頻同相）的本地載波，在接收端由其與已接收到的已調信號進行相乘，經低通濾波后取出低頻分量，去除高頻分量，即可得到原始的調制信號。圖5-12即為AM信號進行相干檢波的一般模型。

圖5-12AM信號進行相干檢波的一般模型

2．抑制載波雙邊帶信號、單邊帶信號的解調抑制載波雙邊帶信號和單邊帶信號均采用相干檢波的方法進行解調，其相干檢波的一般模型如圖5-12所示，只是輸入信號變為或，其解調過程可依照AM信號檢波過程自行進行推導，這里就不再累述。需要指明的是，因為抑制載波雙邊帶信號與單邊帶信號的包絡與原始調制信號波形不一致，所以不能采用包絡檢波的方法進行解調，而只能采用相干檢波的方法進行解調。

5.1.4混頻基本原理所謂混頻就是將已調波的載頻變為另一載頻已調波的過程，載頻改變的已調波的調制類型與調制參數均不發生變化，所以其作用就是將原載頻已調波所攜帶的調制信號轉至新的載頻上，即承載調制信號的載波頻率發生了變化，所以，混頻電路是一種典型的頻譜搬移電路，又稱為混頻器或變頻電路，可以由相乘器和帶通濾波器實現。圖5-13a為一混頻電路組成模型，設輸入調幅波為單音頻AM信號，則各點信號時域、頻域波形變化示意圖如圖5-13b所示。

圖5-13混頻電路組成模型及信號波形

5.2振幅調制電路具有振幅調制功能的電路稱為振幅調制電路或振幅調制器，在振幅調制電路中我們往往采用相乘器來實現調制信號與載波的相乘。實際上，相乘器是利用非線性器件構成的、能夠完成輸入模擬信號相乘功能的電路。所謂非線性元件是指元件參數與通過它的電流或施于其上的電壓有關，這類元件包括我們經常使用的二極管、晶體管以及帶磁心的電感線圈等。電路中包含一個或多個非線性器件，且所有的器件均工作于非線性狀態，這種電路才可稱之為非線性電路。

5.2.1低電平調制電路在這里，我們首先介紹兩類典型的相乘器電路，進而討論由這兩類相乘器所構成的低電平振幅調制電路。1．雙差分對模擬乘法器圖5-14為雙差分對模擬乘法器。

圖5-14差分對模擬乘法器

圖5-15為MC1496相乘器內部電路及其引腳排列圖。圖中，R1、R2、R3、R5、VT7、VT8、VD等組成多路電流源電路，其中，R1、R5、VD為電流源的基準電路，VT7、VT8分別供給VT5、VT6恒值電流，R5、RY為外接電阻，且RY具有負反饋作用，可擴大uY的動態范圍。MC1496相乘器輸出差值電流為。MC1496廣泛應用于振幅調制、解調以及混頻等電路中，在實際應用時VT1~VT6需外加偏置電壓。

圖5-15MC1496乘法器的內部電路及其引腳排列

圖5-16MC1596乘法器的外部電路及其引腳排列

圖5-16為MC1595相乘器外接電路及其引腳排列圖，4與8、9與12端分別為uX、uY輸入端，14和2端為輸出端，RX、RY均為外接電阻，均具有負反饋作用，可擴大uX、uY的動態范圍，

RK用來設定1端電壓，可確保各管工作于放大區。MC1595相乘器輸出電壓為，其增益系數的典型值為0.1V。

2．二極管相乘器在某些情況下，非線性元件在受到大信號的控制下，交替進行導通或截止，從而具有開關的功能。圖5-17為二極管開關電路及其等效電路。圖中，u1（t）為大信號，在其控制下二極管工作于開關狀態，即輪流工作于導通與截止狀態；u2（t）為小信號。

圖5-17二極管開關電路及其等效電路

圖5-18為由二極管構成的平衡調幅器。由圖5-18a所示電路原理圖可知，二極管VD1、VD2性能一致，導通電阻均為rD；T1和T2的中心抽頭兩邊相同；載波信號電壓加至二極管VD1、VD2上；調制信號電壓，由T1輸入。使二極管VD1、VD2工作于開關狀態，且開關頻率為；uΩ為小信號。二極管構成的平衡調幅器相當于兩個獨立的二極管開關電路疊加在一起，只要分別討論，再合并處理即可，其等效電路及電路分解圖如圖5-18b、c所示。

圖5-18二極管平衡乘法器

圖5-19a為由二極管構成的雙平衡相乘器的電路圖，圖5-19b為其等效電路圖，相當于兩個二極管平衡相乘器的組合，所以其分析可具體到單一二極管構成的開關電路。圖中，二極管VD1、VD2、VD3、VD4性能一致，導通電阻均為rD；T1和T2的中心抽頭兩邊相同。

圖5-19二極管平衡乘法器電路及其等效電路

3．低電平調幅電路

目前，低電平調幅電路廣泛采用集成雙差分對模擬乘法器和二極管雙平衡相乘器，主要可實現抑制載波雙邊帶和單邊帶調幅，也可實現普通振幅調制。低電平調幅的優點是調幅器功率小、電路簡單。因調制在低電平級實現，所以輸出功率和效率不是主要問題，關鍵是要求其具有良好的調制線性度和較強的載波抑制能力。采用集成雙差分對模擬乘法器可構成性能良好的振幅調制電路。圖5-20為由MC1496構成的SC-DSB信號產生電路。

圖5-20MC1496構成的SC-DSB信號產生電路

圖5-21中，1端和4端所接電位器是用來調節調幅指數的大小的；1端輸入為調制信號，10端輸入為載波信號，6端通過0.1μF電容輸出AM信號。同樣，采用二極管雙平衡相乘器也可以很容易地實現低電平調幅。圖5-22所示為二極管構成的電橋斬波調幅電路及環形調幅器電路，已知輸入載波信號uC的振幅足夠大。

圖5-21由MC1596構成的AM信號發生電路

圖5-22實現斬波調幅的兩種電路

5.2.2高電平調制電路高電平調幅電路實際上是一輸出電壓振幅受調制信號控制的調諧功率放大器，其調制過程是在功率電平高的級完成，其通常是在丙類放大級進行，而根據調制信號所控制的電極不同又可分為集電極調制和基極調制。集電極調制又稱為陽極調制，是用調制信號控制集電極電源電壓來實現調幅的。其基本電路圖如圖5-23所示。

圖5-23集電極調制基本電路

基極調制又稱為柵極調制，是用調制信號控制基極電源電壓來實現調幅的。其基本電路如圖5-24所示。放大器的有效偏壓等于調制信號與直流偏壓VBB之和，它隨調制信號波形的變化而變化，在欠壓狀態下，集電極電流的基波分量將隨基極電壓成正比例變化，所以集電極回路輸出的高頻電壓的振幅將隨調制信號的波形變化，從而實現振幅調制，輸出調幅波。

圖5-24基極調制基本電路

5.3振幅檢波電路常用的振幅檢波電路包括相干檢波和包絡檢波兩類。不論采用哪種方法對調幅波進行解調，均需檢波電路的檢波效率高、失真小，且要求輸入電阻高。

5.3.1二極管包絡檢波電路輸出電壓直接反映高頻調幅波包絡變化的檢波電路，稱為包絡檢波電路。前面所討論的普通調幅波可采用此類電路實現解調。1．基本原理圖5-25a為二極管構成的連續波大信號包絡檢波器電路，它由二極管VD、阻值較大的負載電路R、負載電容C組成，rD為二極管VD的導通電阻。圖5-25b為其工作過程的圖解。

圖5-25發生惰性失真時的波形

2．包絡檢波器的質量指標包絡檢波器的主要質量指標包括檢波效率、輸入電阻以及失真。（1）檢波效率檢波效率又稱為電壓傳輸系數，是檢波器音頻輸出電壓與輸入調幅信號振幅電壓的比值，記為ηd，其表達式為（5-30）式中，Rd為檢波器內阻；R為檢波器負載電阻。當R足夠大時，其值近似等于1，為常數。

（2）輸入電阻輸入電阻為輸入高頻電壓振幅與二極管電流中基波分量振幅之比，記為Ri，其表達式為（5-31）通常ηd=1，所以Ri=R/2，即等于負載電阻的一半。

（3）失真實際上，包絡檢波器的輸出波形與調幅波包絡的形狀總會有一定的差別，檢波器輸出波形會出現某些失真。這些失真包括惰性失真、負峰切割失真、非線性失真以及頻率失真。這里，我們主要分析前兩種失真產生的原因及避免措施。惰性失真也稱為對角失真，是由負載電阻R與電容C的時間常數RC過大造成的。當RC過大時，電容放電速度過慢，電容上的電壓不能很快地隨調幅波下降而及時放電，使輸出電壓跟不上調幅波包絡的變化因而產生失真，圖5-26為發生惰性失真時的波形。這一非線性失真是由于電容C的惰性太大而引起的，所以稱之為惰性失真。為防止惰性失真的發生，應適當選取RC值，使放電速度加快，即跟得上高頻信號電壓（輸入的振幅調制信號）的包絡變化。

為了克服惰性失真，需減小RC值，使電容的放電速度加快，所以應滿足下列條件：單音頻情況下，RC≤（5-32）其中，為調幅指數；Ω為調制信號角頻率。多音頻情況下，RC≤，其中，為最大調幅指數；Ωmax為最高調制角頻率。即當愈大、Ωmax加大時，RC時間常數應相應縮短，以跟得上包絡變化。

負峰切割失真又稱削波失真，是由檢波器與下一級級連時，必須加入隔直耦合電容引起的。在實際電路中，檢波電路的輸出端一般需經過一隔直電容與下一級相連，圖5-27即為考慮了耦合電容CC和低放輸入電阻ri2后的檢波電路。對于音頻信號，耦合電容CC值較大，可視為短路，所以交流負載電阻R'L為，其值小于R。交流負載電阻和直流負載電阻不同的原因是隔直電容CC的存在。在圖5-27中，穩定狀態下，CC上的直流電壓近似等于輸入高頻信號電壓的振幅，它在電阻R和ri2上產生分壓，電阻R上的電壓對二極管而言為負值。

圖5-26考慮了耦合電容和低頻放大電阻后的檢波電路

圖5-27負峰切割失真的波形

圖5-28二極管包絡檢波器原理及波形

5.3.2同步檢波電路同步檢波又稱為相干檢波，其電路在接收方必須提供一頻率和相位均與發方載波完全相同的同步信號，即同步載波。同步檢波器有兩種實現電路：乘積型同步檢波電路和疊加型同步檢波電路。前者由相乘器構成，將同步載波與接收的信號在檢波器中相乘，檢出原始調制信號；后者是將同步載波與接收的調幅信號相加，然后通過二極管包絡檢波電路取出原調制信號。

5.3.2同步檢波電路不管是乘積型同步檢波電路還是疊加型同步檢波電路，都要求同步載波與發送端載波信號嚴格同步，即嚴格保持同頻同相，否則在解調時將出現失真。圖5-29、圖5-30分別為乘積型同步檢波電路和疊加型同步檢波電路方框圖。

圖5-29乘積型同步檢波電路框圖

圖5-30疊加型同步檢波電路框圖

圖5-31為由MC1496構成的同步檢波電路，其中10端輸入uC為同步載波信號，其值較大，使相乘器工作于開關狀態，1端輸入uS為振幅調制信號，12端為解調信號單端輸出，然后經過相應的π型低通濾波器、耦合隔直電容輸出。

圖5-31用MC1496構成的同步檢波電路

圖5-32為另一集成雙差分對模擬相乘器MC1596G構成的同步解調電路，它可實現抑制載波雙邊帶調幅信號及單邊帶調幅信號的同步（相干）解調。同理，前面所介紹的環形調幅器等同樣可以實現調幅波的同步解調，只不過在電路的輸出端要經過相應的濾波器來濾除高頻分量以獲得低頻調制信號。

圖5-32由MC1596G構成的同步檢波電路

5.4混頻電路所謂混頻，就是將已調波的載頻變為另一載頻已調波的過程，即將一已調高頻信號變為另一頻率較低或較高的同類型已調信號，而完成這一變換功能的電路則稱為混頻電路或混頻器、變頻器。混頻電路廣泛應用于通信及其它電子設備中，它是超外差接收機的重要組成部分，例如在調幅廣播超外差接收機中，常將接收到的高頻信號經混頻電路變換為465kHz的中頻信號；在調頻廣播超外差接收機中，中頻信號的頻率為10.7kHz；而對于各電視臺信號則可將其變換為中頻38MHz的視頻信號。

對于接收機來說，經過混頻后其性能將得到很大提高，主要原因為：1）通過混頻將高頻信號轉換為固定頻率的中頻信號，對中頻信號進行放大可獲得較高的增益且放大器不會產生自激，有助于電路工作的穩定，同時有助于提高接收機的靈敏度。2）超外差接收機所接收的信號的頻率是不斷變化的，而經過混頻電路后均將其轉換為固定的中頻，可使接收機獲得很好的選擇性，并有助于簡化電路。

（1）混頻增益指輸出中頻電壓與輸入高頻電壓之比，其值越大越有助于提高接收機靈敏度，通常在廣播收音機中其值為20~30dB。（2）選擇性要求混頻電路具有良好的選擇性，即經混頻電路后輸出信號只包含固定的中頻信號，而將其他干擾抑制掉，所以可選用高Q值的選頻網絡。（3）非線性失真混頻電路工作于非線性狀態，所以在輸出端除了可獲得想要的中頻信號以外，還會產生各種混頻干擾以及包絡失真，所以應通過電路調整，使其盡量小。

5.4.1晶體管混頻電路晶體管混頻電路的變頻增益較高，因而在中短波接收機和測量儀器中得到了廣泛采用，它是利用晶體管轉移特性來實現混頻的，其原理電路如圖5-33所示，ui為輸入信號，uL為本振信號，二者均由基極輸入，輸出回路調諧在中頻上。

圖5-33晶體管混頻電路

晶體管混頻電路有多種形式，可按照晶體管的組態和本振電壓注入點的不同分為四種，其電路圖如圖5-34所示。其中，圖5-34a為信號電壓與本振電壓均由基極注入；圖5-34b為信號電壓由基極注入、本振電壓由發射極注入；圖5-34c為信號電壓與本振電壓均由發射極注入；圖5-34d為信號電壓由發射極注入、本振電壓由基極注入。

圖5-34晶體管混頻電路的幾種形式

5.4.2集成模擬相乘器混頻電路在實際工作頻率達到幾十兆赫以上的混頻電路中，廣泛采用一種由二極管構成的二極管雙平衡混頻電路，也稱之為環形混頻電路。在模擬相乘器問世以前，環形調制器是一種應用很廣的電路，其工作頻帶寬、噪聲系數低、混頻失真小、動態范圍大，但是其缺點是沒有混頻增益。因其工作頻率高，即使是現在，模擬相乘器仍不能取代環形混頻器。

圖5-35由MC1496構成的混頻電路

5.4.3混頻干擾混頻必須采用非線性器件，所以因混頻電路的非線性效應所產生的干擾也是衡量混頻器質量的標準之一。信號頻率與本振頻率的各諧波分量之間、各干擾信號與本振信號之間、干擾信號之間及干擾信號和有用信號之間都會經非線性器件的相互作用而產生很多新的頻率分量，當接收時，若這些頻率值接近中頻頻率，則具有這些頻率的信號將順利通過中頻放大、檢波直至輸出，從而引起串音等現象，影響有用信號正常接收。

5.4.3混頻干擾混頻器中所產生的干擾包括：組合頻率干擾和副波道干擾，交調和互調干擾，阻塞干擾，相互混頻等。

1．組合頻率干擾混頻器工作在非線性狀態，其輸出電流中不僅包含有直流分量、信號頻率、本振頻率，還存在信號和本振頻率的各次諧波分量及它們的和頻與差頻等組合頻率分量等，當這些組合頻率的值接近或等于中頻頻率時，即會產生組合頻率干擾，最終產生哨叫聲在耳機中出現。當組合頻率滿足時就會在輸出端形成干擾，這種干擾就稱為組合頻率干擾。若要減弱組合頻率干擾可適當選擇變頻電路的工作點、限制輸入信號電壓幅值以及合理選擇中頻，使其遠離混頻中可能產生的組合頻率。

2．副波道干擾副波道干擾是由頻率為的外來干擾信號引起的，這一干擾信號的頻率和本振信號頻率之間滿足，此時干擾信號會進入中頻放大器，經解調后產生干擾和哨叫聲，干擾頻率為（5-38）因為副波道干擾是一種頻率為的外來干擾，所以這種干擾就像是繞過了主波道通過另一條通路進入中頻電路，因此稱之為副波道干擾。副波道干擾又可分為中頻干擾、鏡像頻率干擾及組合副波道干擾。

（1）中頻干擾

當式（5-38）中p=0，q=1時，即，或者干擾頻率與中頻很接近，該信號就會被混頻器和各級中頻放大器放大，產生干擾。對中頻干擾的抑制主要可通過提高混頻器前面電路的選擇性，增強對中頻信號的抑制或設置中頻限波器。

（2）鏡像頻率干擾當式（5-38）中p=q=1時，即，則相應的干擾電臺頻率等于本振頻率與中頻之和，而有用信號的頻率比本振信號的頻率低一個中頻頻率，所以若將所在的位置作為一面鏡子，與則分別位于其兩側，且距離相等，互為鏡像，所以稱之為鏡像頻率干擾。對鏡像頻率干擾的抑制主要是提高混頻器前面各級電路的選擇性以及提高中頻頻率。

（3）組合副波道干擾當式（5-38）中p≥1，q>1時所得干擾均稱為組合副波道干擾，當其進入混頻器時，這些干擾信號與本振信號對應的諧波頻率構成和頻、差頻，從而形成一系列干擾源。

3．交調干擾如果接收機前端電路的選擇性不理想，使有用信號和干擾信號同時加到接收機輸入端，且因這兩種信號均受音頻調制，則將產生交調干擾現象。當接收機對有用信號頻率進行調諧時，可清楚地聽到干擾臺的調制信號；當接收機對有用信號頻率失諧時，干擾臺的調制信號將隨之消失，就仿佛干擾臺的調制信號轉移到了有用信號的載頻上。交調干擾是一種危害較大的干擾，抑制交調干擾的主要方法是提高高頻放大級前輸入回路或混頻級前各級電路的選擇性，也可以通過適當選擇晶體管工作點電流的方法得到。

4．互調干擾若有兩個或更多個干擾信號同時加到接收機的輸入端，則由于放大器非線性作用，使干擾信號彼此混頻，就可能產生接近有用信號頻率的互調干擾分量，這一分量再與有用信號一起進入接收機的中頻系統，經檢波差拍，會產生哨叫聲。因為產生互調干擾的兩個頻率和有用信號頻率之間存在一定關系，一般是兩個干擾頻率距離有用信號頻率較遠，或其中一干擾頻率距有用信號頻率較近，所以只要提高輸入電路的選擇性即可有效減弱互調干擾。

5.5故障診斷在這里，我們以調幅廣播的發射與接收為例進行故障分析。通過常見故障現象的排除，可進一步加深對理論知識的認識，并且能夠初步掌握維修的方法，提高動手能力。對于出現的故障，應先全面掌握其現象并初步確定故障產生的原因。然后對設備器件進行直觀檢查，排除直觀上就可檢測出的故障，然后測定整機電流及供電電壓，要按照一定的順序分段進行檢查，一般情況下，對于接收電路來說，若能聽到因轉動而產生的明顯“沙沙”聲時，可明確低放部分基本正常，則應重點檢測中、高頻部分，對故障進行處理后還要對基本參數進行檢查校準，從而獲得最佳檢修效果。

例如某收音機完全無聲時，其檢修思路為：打開收音機，用金屬改錐從后向前逐級碰觸每一級輸出端，若碰觸喇叭時發出“咯咯”聲，則說明該碰觸點后面的電路是基本正常的，然后再碰觸前一級電路輸入端，若碰觸時喇叭無聲，則說明該級電路有問題，通過這種方法明確有問題的某一級電路，然后再針對具體的電路進行具體故障的處理。

5.5.1振幅調制電路的故障診斷對于調幅電路首先應明確其電路構成，其主要故障原因在于所選用的集成模擬乘法器。所以首先明確集成模擬乘法器的電源供給是否正常，其外接的偏置電路應保證芯片是否有合適的直流工作點和線性動態范圍；在常用偏置電路中，調節電阻的改變將決定工作點電流，這時要結合芯片具體的性能參數來進行選擇，偏置電路的選擇若不合適，則會造成相乘器不能正常工作或使線性范圍變窄，這都將導致振幅調制電路無法實現調幅；若出現窄漏（即檢測時注入某一輸入信號為零而輸出不為零）時，或輸出非輸入的相乘結果，則此時為相乘器處在非平衡條件下，此時應調節平衡調節電位器，明確輸入一路信號，且其幅度不能太大時調節，使輸出為零。

5.5.2振幅解調電路的故障診斷振幅解調電路的故障診斷我們以調幅廣播收音機為例進行，著重討論包絡檢波電路的故障分析。圖5-36為某一收音機檢波電路。其中T4為中頻變壓器，VD3為檢波二極管，R8為濾波電阻，C15、C16為濾波電容器，二者與R8組成了π型濾波器，RP為音量控制電位器。

圖5-36某一收音機檢波電路

調幅廣播收音機檢波級的故障多是由于二極管的短路或斷路所引起的。我