第7章反饋控制電路

主要內容：自動增益控制電路AGC(AutomaticGainControl)自動頻率控制電路AFC(AutomaticFrequencyControl

)自動相位控制電路APC(AutomaticPhaseControl)頻率合成器

前面各章分別介紹了放大電路、振蕩電路、調制電路和解調電路。由這些功能電路可以組成一個完整的通信系統或其它電子系統,但是這樣組成的系統其性能不一定完善。例如,在調幅接收機中,天線上感應的有用信號的強度往往由于電波傳播衰落等原因會有較大的起伏變化,導致放大器輸出信號時強時弱不規則變化,有時還會造成阻塞。又如,在通信系統中,收發兩地的載頻應保持嚴格同步,使輸出中頻穩定,而要做到這一點也比較困難。一、在無線通信中為什么要引入自動控制電路？第7章反饋控制電路二、反饋控制電路的組成及原理概述1、組成：反饋控制器+對象電路的輸入量為，輸出量為；反饋控制器的輸入量為，輸出量為第7章反饋控制電路2.控制過程：若

受某種因素的影響而遭到破壞，則反饋控制器就對xo和xi進行比較，檢測出它們與預定關系之間的偏離程度，并產生相應的誤差量xe，

xe加到被控制對象上對xo進行調節，使xi

和xo

之間接近到預定的狀態（關系），而進入穩定狀態。

第7章反饋控制電路

需要比較和調節的參量為電壓（電流），相應的xi和xo為電壓（電流）。

需要比較和調節的參量為頻和為頻率。率則相應的需要比較和調節的參量為相位，和為相位。

則相應的①自動增益控制(AutomaticGainControl，簡稱AGC)②自動頻率控制(AutomaticFrequencyControl，簡稱AFC)③自動相位控制(PhaseLockedLoop，簡稱PLL或鎖相環)三、反饋控制電路的分類：第7章反饋控制電路

在通信、導航、遙測遙控系統中,由于受發射功率大小、收發距離遠近、電波傳播衰落等各種因素的影響,接收機所接收的信號強弱變化范圍很大,信號最強時與最弱時可相差幾十分貝。如果接收機增益不變,則信號太強時會造成接收機飽和或阻塞,而信號太弱時又可能被丟失。因此,必須采用自動增益控制電路,使接收機的增益隨輸入信號強弱而變化。這是接收機中幾乎不可缺少的輔助電路。在發射機或其它電子設備中,自動增益控制電路也有廣泛的應用。一、在無線通信中為什么要引入自動增益控制電路？7.1

自動增益饋控制電路

設輸入信號振幅為Ux,輸出信號振幅為Uy,可控增益放大器增益為Ａg（uc）,即其是控制信號uc的函數,則有：Uy=Ag(uc)Ux(7.1)二、AGC電路組成框圖反饋網絡7.1

自動增益饋控制電路２.比較過程:在ＡＧＣ電路里,比較參量是信號電壓,所以采用電壓比較器。反饋網絡檢測出輸出信號振幅（平均電壓或峰值電壓）,濾去不需要的較高頻率分量,然后進行適當放大后與恒定的參考電平UR比較,產生一個誤差信號ue。控制信號發生器在這里可看作是一個比例環節,增益為ｋ1。若Ux減小而使Uy減小時,環路產生的控制信號uc將使增益Ａg增大,從而使Uy趨于增大。若Ux增大而使Uy增大時,環路產生的控制信號uc將使增益Ａg減小,從而使Uy趨于減小。無論何種情況,通過環路不斷地循環反饋,都應該使輸出信號振幅Uy保持基本不變或僅在較小范圍內變化。具有自動增益控制電路的超外差式接收機方框圖如圖所示:

檢波器的輸出信號包含有直流分量和低頻交流分量，其中直流電平的高低直接說明所接受的信號的強弱，而低頻分量則反映出輸入調幅波的包絡，經RC低通濾波器取出的直流分量經直流放大器放大后就是AGC電壓，去控制混頻、高頻放大器的增益，︱UAGC︱大，說明輸入信號強，用︱UAGC︱其控制混頻、高頻放大器的增益使增益減小；︱UAGC︱小，說明輸入信號弱，用︱UAGC︱其控制混頻、高頻放大器的增益使增益增大，達到自動增益控制的目的。+UAGC三、AGC電壓的產生方法：1.兩種基本的AGC電壓產生電路：①平均值式AGC電壓產生電路二極管D、C1、C2、RL1、RL2、Cc、Ri2構成檢波器（避免負峰切割）。R2、C3構成低通濾波器取走檢波器輸出的直流平均分量，得到+UAGC電壓，因為此電壓的大小只與載波的振幅有關，而與調幅度無關，因此它能反映輸入信號的強弱。7.1

自動增益饋控制電路

平均值無AGC電路有AGC電路7.1

自動增益饋控制電路平均值式AGC電壓產生電路的缺點：

一有外來信號，AGC就立刻起作用，接收機的增益就因受控而減小，這對提高接收機的靈敏度是不利的，這一點對微弱信號的接受尤其不利。為了克服這個缺點，可采用延遲式AGC電路。②延遲式AGC電壓產生電路（了解內容）在延遲AGC電路里有一個起控門限,即比較器參考電壓Ur,它對應的輸入信號振幅Uimin,如右圖所示。動態范圍7.1

自動增益饋控制電路改變“延遲電壓”可改變門限的大小低通濾波器VD、C1、R1組成AGC檢波器圖8―6延遲AGC電路

可見，只有放大器的輸出大于延遲電壓后，即輸入信號幅度大于門限電壓時，AGC檢波器才工作。這種ＡＧＣ電路由于需要延遲到Ｕx＞Ｕxmin之后才開始控制作用,故稱為延遲ＡＧＣ。“延遲”二字不是指時間上的延遲。7.1

自動增益饋控制電路四、實現AGC的方法(1)改變發射極電流IE

正向AGC

反向AGC(2)改變放大器負載由于放大器的增益與負載密切相關，因此通過改變負載就可以控制放大器的增益。通過控制負反饋的深度來控制放大器的增益。7.1

自動增益饋控制電路(3)改變放大器的負反饋深度

AGC控制電壓既可以從發射極送入，也可以從基極送入，如圖2所示。

圖2改變的增益控制電路

7.1

自動增益饋控制電路7.1

自動增益饋控制電路２改變放大器負反饋深度實現AGC:

集成電路中常用的發射極負反饋增益控制電路。V1和V2組成差分放大器。信號從V1、V2的兩個基極雙端輸入,從兩個集電極雙端輸出,控制信號uc從V3管基極注入。7.1

自動增益饋控制電路

兩個二極管V4

、V5和電阻Ｒe1、Ｒe2構成發射極負反饋,且有Ｒe1＝Ｒe2＝Ｒe,Ｒc1＝Ｒc2＝Ｒc。二極管Ｖ4、Ｖ5導通與否取決于Ｒe1和Ｒe2上的壓降。當控制電壓uc很小時,ＩC3很小,流經Ｒe1和Ｒe2上的平均電流各為ＩC3／２。如ＩC3Ｒe／２小于二極管導通電壓,則二極管Ｖ４、Ｖ５截止,這時差分放大器增益最小,在滿足深度負反饋條件時，雙端輸出增益可寫成7.1

自動增益饋控制電路

當控制電壓uc逐漸增大,ＩC3增加,使ＩC3Ｒe／２大于二極管導通電壓,則Ｖ４、Ｖ５導通,導通電阻rd將隨著導通電流ID的增加而減小。如Ｒe取值較大,隨著ＩC3的增加,二極管的分流作用越來越大,ｒd越來越小,發射極等效電阻R’e=rd‖Re也越來越小,負反饋作用越來越弱,差分放大器增益越來越大,控制過程為uc↑→IC3↑→ID↑→rd↓→R’e↓→Ag↑。這時的增益表達式為:可見,利用這種電路進行增益控制時,控制電壓uc應隨著輸入信號增大而減小。見教材P276圖7.1.5

7.1

自動增益饋控制電路7.2.1自動頻率控制電路（AFC）工作原理

自動頻率控制電路的控制對象是信號的頻率。目的是使輸出的振蕩頻率保持穩定,一般指維持載頻的穩定性。圖1是自動頻率控制電路的原理方框圖。7.2

自動頻率饋控制電路圖1SD：鑒頻器的靈敏度，SD越大說明鑒頻器的靈敏度越高，輸出頻率fo偏離單位fr時的輸出電壓越大。7.2

自動頻率饋控制電路壓控振蕩器振蕩頻率不變fo；該框圖的自動頻率調整過程是：壓控振蕩器的頻率頻器無輸出，控制電壓uc=0

，與標稱頻率在鑒頻器中進行比較。當

時，鑒控制壓控振蕩器的振蕩頻率，最終使壓控振蕩器的頻率發生變化；變化的結果使頻率誤差減小到一定值，自動控制過程即停止，壓控振蕩器即穩定于的頻率上，環路進入鎖定狀態。鎖定狀態的稱為穩態頻率誤差（剩余頻率誤差）。當時，鑒頻器就有誤差電壓uD

輸出，這個誤差電壓uD

正比于頻率誤差，經過低通濾波器濾除干擾及噪聲后，得到控制電壓uc

，利用控制電壓uc

☆AFC控制電路的缺點：AFC電路是以消除頻率誤差為目的的反饋控制電路。由于它的基本原理是利用頻率誤差電壓去消除頻率誤差,所以當電路達到平衡狀態之后,必然有剩余頻率誤差存在,

即頻差不可能為零。這是一個不可克服的缺點。7.2

自動頻率饋控制電路AFC電路應用較廣,擇其主要簡介如下。１.在調幅接收機中用于穩定中頻頻率

超外差式接收機是一種主要的現代接收系統。它是利用混頻器將不同載頻的高頻已調波信號先變成載頻為固定中頻的已調波信號,再進行中頻放大和解調。其整機增益和選擇性主要取決于中頻放大器的性能,所以，這就要求中頻頻率穩定要高,為此常采用ＡＦＣ電路。

7.2

自動頻率饋控制電路7.2.2AFC電路的應用：7.2

自動頻率饋控制電路鑒頻器的中心頻率是ωIωoωL=ωc+ωI

通過鑒頻器的控制電壓uc控制壓控振蕩器的輸出頻率穩定在ωL上，從而維持中頻放大器的載頻ωc的穩定性。晶體振蕩器提供標準頻率fr，調頻振蕩器的中心頻率為fc；鑒頻器的中心頻率調在(fr－fc)上。由于fr穩定度很高，當fc發生漂移時，混頻器輸出的頻差也跟隨變化，使限幅鑒頻器輸出電壓發生變化，經濾波器后的誤差電壓加到調頻振蕩器上，調節其振蕩頻率使之中心頻率穩定。AFC應用—調頻發射機7.2

自動頻率饋控制電路☆AFC控制電路的缺點：

ＡＦＣ電路是以消除頻率誤差為目的的反饋控制電路。由于它的基本原理是利用頻率誤差電壓去消除頻率誤差,所以當電路達到平衡狀態之后,必然有剩余頻率誤差存在,即頻差不可能為零。這是一個不可克服的缺點。

鎖相環路也是一種以消除頻率誤差為目的的反饋控制電路。但它的基本原理是利用相位誤差電壓去消除頻率誤差,所以當電路達到平衡狀態之后,雖然有剩余相位誤差存在,但頻率誤差可以降低到零,從而實現無頻差的頻率跟蹤和相位跟蹤。而且,鎖相環還具有可以不用電感線圈、易于集成化、性能優越等許多優點,因此廣泛應用于通信、雷達、制導、導航、儀表和電機等方面。☆PLL(PhaselockedLoop,縮寫為PLL）控制電路的優點：7.3

鎖相環路PLL一、鎖相環的組成部件

PLL是一個相位負反饋系統，可對輸入信號的頻率與相位實施跟蹤。

三個基本部分構成一個負反饋環。PDLFVCOvr(t)vd(t)vc(t)vo(t)θr(t)θo(t)θe(t)vo(t)PDLFVCO7.3.1鎖相環路基本原理(PhaseDetector,縮寫為PD)；(LoopFilter,縮寫為LF)(VoltageControlledOscillator,縮寫為VCO)參考信號或輸入信號

設輸入信號（參考信號）：若參考信號是未調載波時,則θr(t)=θr=常數。設輸出信號為兩信號之間的瞬時相差為：由頻率和相位之間的關系可得兩信號之間的瞬時頻差為：7.3.1鎖相環路基本原理鎖定后兩信號之間的相位差表現為一固定的穩態值。即

此時,輸出信號的頻率已偏離了原來的自由振蕩頻率ω0(控制電壓uc(t)=0時的頻率),其偏移量為：這時輸出信號的工作頻率已變為:結論：通過PLL的相位跟蹤，可實現輸出與輸入頻率同步，頻差為0，只有很小的穩態相差。即輸出總是跟蹤輸入的頻率。7.3.1鎖相環路基本原理1.鑒相器（PD）又稱為相位比較器正弦鑒相器模型7.3.2鎖相環的數學模型一、基本環路方程功能：用來比較兩個輸入信號（參考信號ur(t)與uo(t)）之間的相位差θe(t)。目的：輸出的誤差信號ud(t)是相差θe(t)的函數，即統一規定：以壓控振蕩器的載波相位ω0t作為參考相位輸出信號uo(t)與參考信號ur為：uo(t)=Uocos［ω0t+θ0(t)］

=Uocos［ω0t+θ2(t)］

ur(t)=Ursin［ωrt+θr(t)］=Ursin［ω0t+θ1(t)］

式中，θ2(t)=θ0(t)

θ1(t)=(ωr-ω0)t+θr(t)=Δω0t+θr(t)

濾除2ω0分量,可得ud(t)=Udsin［θ1(t)-θ2(t)］=Udsinθe(t)因為7.3.2鎖相環的數學模型線性鑒相器的頻域數學模型正弦鑒相器的鑒相特性因此，鑒相器的數學模型和鑒相特性表示如下。7.3.2鎖相環的數學模型當滿足的條件下，2.環路濾波器

環路濾波器(LF)是一個線性低通濾波器,用來濾除誤差電壓ud(t)中的高頻分量和噪聲,更重要的是它對環路參數調整起到決定性的作用。它是一種線性系統，其模型如下。環路濾波器的模型

(a)時域模型;(b)頻域模型

常用電路有RC積分濾波器、無源比例積分濾波器和有源積分濾波器7.3.2鎖相環的數學模型RC積分濾波器的組成與頻率特性（b)頻率特性7.3.2鎖相環的數學模型

顯然，從它的幅頻和相頻特性看出，它是一個低通網絡，且相位滯后。（1）RC積分濾波器這是最簡單的低通濾波器,電路如圖(a)電路組成②無源比例積分濾波器R1CR2vd（t）vc（t）無源比例積分濾波器其中：

,通常R1>R2③有源比例積分濾波器ud（t）uc（t）有源比例積分濾波器R1R2C-+7.3.2鎖相環的數學模型由上式可得環路濾波器的電路模型如右圖所示。F(p)其中

為微分算子。

如果將K（s）中的s用微分算子p替代，可寫出濾波器的輸出電壓與輸入信號之間的微分方程：7.3.2鎖相環的數學模型

3.壓控振蕩器（VCO）

壓控振蕩器：是瞬時頻率

控制的振蕩器。其控制特性可用壓控特性曲線來描述，如右圖所示。

ωouc(t)ωc其中：

時的固有振蕩頻率：K0：壓控靈敏度

由于VCO的輸出反饋到鑒相器，而從鎖相環的控制作用來看，VCO對鑒相器起作用的不是其頻率而是相位，故對上式積分即可求出相位：上式中：為積分算子

3、壓控振蕩器（VCO）壓控振蕩器數學模型如圖所示。KO/pF(p)θ1(t)

θe(t)

KO/pθ2(t)二、鎖相環路相位模型和基本方程1、相位模型

將上述鎖相環的三個基本部件的模型按環路組成框圖聯接起來，即可構成鎖相環路相位模型，如下圖所示：2、基本方程

根據鎖相環路相位模型，可得到以相位形式表示的基本微分方程：

∴環路的微分方程為：3、環路工作的定性分析由于

∴有：

固有角頻差:表示輸入信號的角頻率ωi偏離壓控振蕩器的固有角頻率ωo的數值。上式左邊第一項環路的瞬時角頻差。

代入環路的微分方程)t(p)t(sin)p(Fkk)t(p1ed0eqqq=+可得：設輸入信號為固定頻率的正弦信號（即均為常量）瞬時角頻差:表示壓控振蕩器的角頻率ωc偏離輸入信號角頻率ωi

的數值。3、環路工作的定性分析固有角頻差

左邊第二項：

設輸入信號為固定頻率的正弦信號（即均為常量）控制角頻差：表示VCO受控制電壓uc(t)的作用后輸出的瞬時角頻率偏離VCO固有振蕩頻率的數值。結論：閉合環路中任何時刻滿足：

瞬時頻差+控制頻差=固有頻差。上式左邊第一項環路的瞬時角頻差。

控制角頻差瞬時角頻差固有角頻差控制角頻差3、環路工作的定性分析結論：閉合環路中任何時刻滿足：

瞬時頻差+控制頻差=固有頻差。瞬時角頻差固有角頻差控制角頻差三、鎖相環路的工作原理

設壓控振蕩器的固有振蕩頻率為,而當環路閉合瞬間，外輸入信號角頻率與即不相同也不相干。①失鎖狀態如果環路固有角頻差>環路低通濾波器的通頻帶則差拍電壓將被濾除，而不能形成控制電壓

因為閉合瞬間控制電壓uc=0,故壓控振蕩器輸出角頻率即：環路的瞬時頻差=固有頻差，VCO的輸出頻率ωc=ωo≠ωi,輸出頻率無法與輸入頻率同步，環路此時處于失鎖狀態。則

②鎖定狀態如果十分接近，即固有頻差，則差拍電壓

不會被環路濾波器濾除而形成控制電壓，去控制壓控振蕩器，VCO產生中心頻率為的調頻信號，頻率為ωc三、鎖相環路的工作原理體會1：因為固有角頻差△ωo不變，在控制電壓uc(t)的控制下，VCO的角頻率ωc逐步向輸入角頻率ωi靠近，導致瞬時角頻差△ωe減小，則控制角頻差△ωc增大，直至VCO的角頻率ωc等于輸入角頻率ωi，即瞬時角頻差△ωe=0，此時控制角頻差達到最大△ωcmax=△ωo固有角頻差。環路進入鎖定狀態。三、鎖相環路的工作原理②鎖定狀態體會2：當環路進入鎖定狀態時瞬時角頻差△ωe=0，而dφe/dt=△ωe,則可以判定瞬時相位差φe為固定值，稱之為剩余相位誤差或穩態相位誤差φe∞，在這個穩態相位誤差φe∞的作用下使得鑒相器輸出一個較小的直流控制電壓Uc,正是這個控制電壓使得VCO的輸出頻率ωc=輸入角頻率ωi，將環路鎖定在這個狀態。如此穩態的循環下去。四、環路進入鎖定狀態的特點（補充）1.壓控震蕩受到環路的控制，其振蕩頻率從最初的的固有角頻率ωo變為：ωc(t)=ωo+kokdF(p)sinθe∞=ωo+△ωo=ωi

即：壓控振蕩器輸出信號的角頻率能跟蹤輸入信號角頻率ωi。2.環路鎖定后，沒有剩余頻差，只有剩余相差。輸入信號與壓控振蕩器之間存在一個固定的剩余相位差θe∞3.環路處于鎖定時，鑒相器輸出電壓為直流，即ue(t)=kdsinθe∞4.環路處于鎖定時，剩余相位差可由公式

kokdF(p)sinθe∞=△ωo求得，Kpkd=kokd叫環路的直流增益，通常稱為環路增益，單位為rad/s五、鎖相環路的自動調節過程原則：鎖相環路根據初始狀態的不同有兩種自動調節過程.1.若環路初始狀態為失鎖狀態，通過自身的調節，使得壓控振蕩器頻率逐步向輸入信號頻率靠近，當達到一定程度后環路即能進入鎖定，這種由失鎖進入鎖定過程稱為“捕捉過程”。2.若環路初始狀態為鎖定狀態，當輸入信號的頻率和相位發生變化時，環路通過自身的調節，來維持鎖定的過程，稱為“跟蹤過程”。“跟蹤過程”是鎖相環路正常工作時常見的情況。能夠保持跟蹤的最大輸入固有頻差范圍，稱為同步帶或跟蹤帶，常用△ωH表示。能夠由失鎖進入鎖定的最大輸入固有頻差范圍，稱為捕捉帶帶，常用△ωP表示。見教材P285-286(1)環路鎖定后,沒有剩余頻差。壓控振蕩器的輸出頻率嚴格等于輸入信號的頻率。(2)跟蹤特性。環路鎖定后,當輸入信號頻率ωi稍有變化時,VCO的頻率立即發生相應的變化,最終使VCO輸出頻率ωc=ωi。(3)濾波特性。鎖相環通過環路濾波器的作用,具有窄帶濾波特性,能夠將混進輸入信號中的噪聲和雜散干擾濾除。(4)易于集成化。組成環路的基本部件都易于采用模擬集成電路。環路實現數字化后,更易于采用數字集成電路。鎖相環路具有以下幾個重要特性:模擬環（APLL）通用型：VCO，PD，（+放大器）專用型具有解調功能數字環（DPLL）通用型：VCO，PD，（+分頻器）專用型用于頻率合成器模擬環雙極型：0-50MHz數字環雙極型：0-250MHzCMOS：0-25MHz7.3.4集成鎖相環芯片一、集成鎖相環的分類集成鎖相環按其工作頻率可分為：低頻（1MHz以下）、高頻（1-30MHz）和超高頻（30MHz以上）幾種通用的集成鎖相環

→

L565（低頻）、L562（高頻）和L564（超高頻）工作頻率可達30MHz；VCO采用射極耦合多諧振蕩器A2解調放大器7.3.4集成鎖相環芯片二、L562工作頻率達到50MHz更適于作調頻信號和移頻鍵控信號解調器的通用器件NE5647.3.4集成鎖相環芯片工作頻率可達500KHzVCO采用積分－施密特觸發型多諧振蕩器R,C為定時電阻和定時電容SL565集成鎖相環7.3.4集成鎖相環芯片7.3.5鎖相環的典型應用1、鎖相倍頻(補充)

在鎖相環路的反饋通道中插入分頻器就可構成鎖相倍頻電路。如下圖所示：ωi(t)PDLFVCOvi(t)vo(t)ωo(t)ωo(t)/N當環路鎖定時，鑒相器兩輸入信號頻率相等。即有：式中N為分頻器的倍頻比。7.3.5鎖相環的典型應用鎖相倍頻的優點(補充)：①鎖相倍頻具有良好的窄帶濾波特性，容易得到高純度的頻率輸出；而在普通倍頻器的輸出中，經常出現諧波干擾。②鎖相環路具有良好的跟蹤特性和濾波特性，鎖相倍頻器特別適用于輸入信號頻率在較大范圍內漂移，并同時伴有噪聲的情況，這樣的環路兼有倍頻和跟蹤濾波的雙重作用。應用之四：彩色電視色副載波的提取原理框圖工作原理在彩色電視中，為了重現彩色，接收端必須要有與發送端完全相同的色副載波。而其中的色同步信號是其產生的基準。圖中利用鎖相環使VCO產生的色副載波，根據鎖相環的工作特點，該信號的頻率和相位受輸入端色同步信號的控制。2、鎖相分頻（補充）：

在鎖相環路中插入倍頻器就可構成鎖相分頻電路。如下圖所示：ωi(t)PDLFVCOvi(t)vo(t)ωo(t)Nωo(t)當環路鎖定時：式中N為倍頻器的倍頻次數。7.3.5鎖相環的典型應用3、鎖相混頻器（補充）

設混頻器的本振信號頻率為ωL

，在ωL>ωo時混頻器的輸出頻率為（ωL-ωo），經差頻放大器后加到鑒相器上。當環路鎖定時ωo(t)ωi(t)ωL(t)

PDLFVCOvi(t)vo(t)|ωL(t)-ωo(t)|

混頻器差頻放大7.3.5鎖相環的典型應用例：現有兩個頻率分別為10MHZ和1000HZ的標準信號，需要得到一個頻率為10.001MHZ的信號。如何實現？解：這個問題好像采用一般的混頻器就可以實現。只要取出其中的和頻分量10MHZ+1000HZ=10.001MHZ，濾去其中的差頻分量10MHZ=1000HZ=9.999MHZ，但這樣對于濾波器的通頻帶和矩形系數要求較高，特別是通頻帶的下限截止處的陡峭度要求很高，因此在理論上是很難取得理想的效果。但是若采用鎖相混頻電路就是切實可行的。將10MHZ的信號作為鎖相混頻器的fL，而1000HZ的信號送給鑒頻器的fi，則fi=fo-fL→fo=fi+fL=10.001MHZ，只要壓控振蕩器的固有頻率fo>fL即可。7.3.5鎖相環的典型應用體會：由上述例子可見，因為fL+fi

與fL-fi相距很近，用普通的混頻器取出其中任何一個分量都十分困難。而用鎖相混頻電路卻易于實現。特別是當需要fL與

fi在一定范圍內變化時，更加顯示出鎖相混頻的優點。即輸出信號的頻率能跟蹤輸入信號的頻率的變化。因此鎖相混頻電路在鎖相接收機和頻率合成中得到廣泛應用。4、鎖相環調頻電路

普通的直接調頻電路中，振蕩器的中心頻率穩定度較差，而鎖相調頻電路能得到中心頻率穩定度很高的調頻信號,鎖相環調頻電路如下圖所示。環路濾波器的帶寬必須很窄，截至頻率應小于調制信號的頻率。

當調制信號為鋸齒波時，可輸出掃頻信號。當調制信號為數字脈沖時，可產生移頻鍵控調制（FSK信號）

調制信號作為VCO控制電壓的一部分使其頻率產生相應的變化，由此在輸出端得到已調頻信號。fi(t)PDLFVCOfΩ(t)調制信號

晶振fo(t)調頻波L562構成的調頻解調器4、鎖相環調頻電路

5、鎖相解調電路(1)、調頻波解調

如果將環路的頻帶設計的足夠寬，使環路捕捉帶大于調頻波的最大頻偏，利用鎖相環的跟蹤特性，可以使VCO的振蕩頻率跟蹤輸入調頻波的瞬時頻率。如果VCO的電壓-頻率特性是線形的，則加到VCO的控制電壓的變化規律必與調頻波的瞬時頻率變化規律相同，因此在LF的輸出端可獲得不失真的解調輸出。調頻波鎖相解調的優點是解調門限值比普通鑒相器低4-5dB。鎖相環實現調頻波解調的原理框圖。PDLFVCOuFM(t)調頻波uΩ(t)調制信號(2)、AM信號的同步檢波

下圖是用鎖相環實現AM信號同步檢波的原理框圖。PDLFVCOuAM(t)調幅波uΩ(t)調制信號π/2移項同步檢波

當環路工作在載波跟蹤狀態時，VCO輸出頻率與環路輸入已調信號的載波相同，但存在π/2的固定相移。

因此，經過π/2移項后變成與輸入已調信號的載頻相同的信號。將它與輸入已調信號共同加到同步檢波器就能得到解調信號輸出。設輸入信號為

輸入信號中載波分量為Uicosωit,用載波跟蹤環提取后輸出為uo(t)=Uosin(ωit+θ0),經90°移相后,得到相干載波式中θ0

為穩態相差，通常θ0≈0，將ur(t)與ui(t)相乘,經低通濾波后,得到的輸出信號就是恢復出來的調制信號。(2)、AM信號的同步檢波

一、概述短波通信：要求通信機能在2～30MHz頻段內，提供以100Hz為間隔的28萬個頻率點移動通信：要求在150、400、900、1800MHz頻率附近提供上百個頻率點。7.4頻率合成器為了實現高質量的無線電通信，減少各種外界因素對傳輸信號的干擾，近代通信系統往往要求通信機具有大量的、可供用戶選擇和迅速更換的載頻振蕩信號

這些頻率點的載波振蕩頻率穩定度與精度，都應滿足系統的性能要求，并能迅速變換。顯然，晶體振蕩器無法滿足上述要求頻率合成技術是能夠實現上述要求的一種新的電路技術7.4頻率合成技術通過一定的處理過程，將一個或數個基準頻率變換為一系列等間隔的離散頻率這些離散頻率的頻率穩定度和精度與基準頻率相同，而且能在很短時間內，可由其中的某一頻率點變換到另一頻率點.頻率合成技術：一方面通過很少的頻率信號源產生盡可能多的頻率，另一方面使產生的每個頻率都具有相同的精確度和穩定度頻率合成方法大體上可分為三類直接頻率合成法（Direct-frequencySynthesize,DS

）間接頻率合成法(Indirect-frequencySyntheesize,IS)直接數字頻率合成法(Direct-DigitalfrequencySyntheesize,DDS)1.直接頻率合成法利用對頻率具有加減功能的混頻器，乘除功能的倍頻器和分頻器，以及具有選頻功能的濾波器，通過不同的組合，來實現對晶體振蕩基準頻率的合成優點：頻率轉換時間短缺點：離散頻率數目不能太多如果太多，則過多的濾波器使得電路十分龐大和復雜由于采用大量的倍頻器、分頻器、和混頻器，使得輸出信號中的寄生頻率分量和相位噪聲顯著增加直接頻率合成器的發展受到限制，可用鎖相環間接實現頻率合成7.4頻率合成技術用一個或幾個參考頻率源，然后用鎖相環將壓控振蕩器的頻率鎖定在某一諧波或組合頻率上，由壓控振蕩器間接產生所需要的頻率輸出輸出頻率不是由參考源經過變換直接得到，而是由PLL的壓控振蕩器間接得到。2.間接頻率合成又稱鎖相頻率合成鎖相環路具有良好的窄帶濾波特性，故其輸出信號質量得到明顯的改善主要優點：系統結構簡單；輸出頻率成分的頻譜純度高；易于得到大量的離散頻率；易于集成化主要缺點：頻率轉換時間長；單環頻率合成器的頻率間隔不能做得很小7.4頻率合成技術7.4.2頻率合成器的主要技術指標1.工作頻率范圍頻率合成器最高與最低輸出頻率所確定的頻率范圍，稱為頻率合成器的工作頻率范圍2.頻率間隔每個離散頻率（或信道）之間的最小間隔稱為頻率間隔，又稱分辨力3.頻率轉換時間由一個工作頻率轉換到另一個工作頻率并使后者達到穩定工作所需的時間。轉換時間取決于鎖相環的非線性性能,精確的表達式目前還難以導出,工程上常用的經驗公式為：7.4頻率合成技術7.4頻率合成技術鎖相頻率合成器的頻率分辨率取決于fr，為提高分辨率應取較低的fr；轉換時間ts也取決于fr，為使轉換時間短應取較高的fr，這兩者是矛盾的。頻率轉換時間:固定分頻器的工作頻率明顯高于可變分頻器,超高速器件的上限頻率可達千兆赫茲以上。為了大大提高VCO的工作頻率，可在可變分頻器之前串接一固定分頻器的前置分頻器。

有前置分頻器的鎖相頻率合成器7.4頻率合成技術頻率穩定度、準確度和頻譜純度4.頻率穩定度與準確度頻率穩定度是指在規定的觀測時間內，合成器輸出頻率偏離標稱值的程度頻率準確度則表示實際工作頻率與其標稱值之間的偏差事實上，穩定度與準確度有著密切的關系，因為只有頻率穩定度高，頻率準確度才有意義5.頻譜純度頻譜純度是指輸出信號接近正弦波的程度。可以用輸出端的有用信號電平與各寄生頻率總電平之比的分貝數表示有用信號頻率成分各寄生信號頻率成分有用信號的各次諧波成分各種周期性干擾（混頻器的高次組合頻率）隨機干擾（相位噪聲）7.4頻率合成技術頻率合成器的頻譜7.4頻率合成技術7.4頻率合成器7.4.3鎖相式單環頻率合成器PDLFVCOvi(t)vo(t)fi(t)fo(t)fo(t)/N晶振fi(t)/M當環路鎖定后，鑒相器兩路輸入頻率相等即：當N改變時，輸出信號頻率相應為fi

的整數倍變化。CD4046頻率合成器實例由CD4046組成的頻率合成器：見教材P296（a）L562頻率合成器；（b）L562內部框圖L562頻率合成器實例式中fr為參考頻率,通常是用高穩定度的晶體振蕩器產生,經過固定分頻比的參考分頻之后獲得的。這種合成器的分辨率為fr。單環鎖相頻率合成器存在的問題：見教材P297-298存在的問題：減小輸出頻率間隔和減小頻率轉換時間是矛盾的N在大范圍內變化時，環路增益將大幅度變化，環路動態特性急劇變化可變分頻器是脈沖反饋系統，最高工作頻率低。7.4頻率合成器通用型單片集成鎖相環L562（NE562）和國產T216可編程除10分頻器構成的單環鎖相環頻率合成器,它可完成10以內的鎖相倍頻,即可得到1～10倍的輸入信號頻率輸出。雙模分頻鎖相頻率合成器（補充）7.4頻率合成器7.4頻率合成器雙模分頻器有兩個分頻模數,當模式控制為高電平時分頻模數為V＋1,當模式控制為低電平時分頻模式為V。雙模分頻器的輸出同時驅動兩個可編程分頻器,它們分別預置在N1和N2,并進行減法計數。在一個完整的周期中,輸入的周期數為則頻率合成器的輸出頻率為假若V＝10,N2=0-9,N1=10-19,則那么，頻率合成器的輸出頻率為

環C三環式頻率合成器方框圖已知：

求輸出信號頻率范圍及頻率間隔

環A環BPDLFVCOfi(t)fA(t)fA(t)/NAPDLFVCOfi(t)fB(t)fA(t)/NBPDLFVCO混頻

帶通fo(t)fc(t)fo-fB解：∵

而而環路C為混頻環，即當環路鎖定時：∴有

∴當NA=300，NB=351時，當NA=301，NB=351時，因此頻率間隔：

PDLFVCOfi(t)fA(t)fA(t)/NAPDLFVCOfi(t)fB(t)fB(t)/NBPDLFVCO混頻帶通fo(t)fc(t)fo-fB而當

=399，=397時輸出頻率最高。

所以，合成器的頻率范圍為：（35.4—40.099）MHzPDLFVCOfi(t)fA(t)fA(t)/NAPDLFVCOfi(t)fB(t)fB(t)/NBPDLFVCO混頻帶通fo(t)fc(t)fo-fB∴有

三環式頻率合成器四、吞脈沖鎖相頻率合成器優點：固定分頻器的速度遠比程序分頻器高，在頻率合成器中采用固定分頻器與程序分頻器組成的吞脈式可變分頻器可在不加大頻率間隔的條件下顯著提高輸出頻率。N>A四、吞脈沖鎖相頻率合成器工作原理：設計數開始時模式控制輸出1，雙模前置分頻器和兩計數器在輸入脈沖作用下同時計數，當輔助計數器計滿A個脈沖后模式控制電路輸出低電平0，輔助計數器停止計數，同時使雙模前置分頻器分頻比變為P然后繼續工作，主計數器也繼續計數滿N個脈沖后，使模式控制電路重新恢復高電平、雙模前置分頻器恢復(P+1)分頻比，各部件進入第二個計數周期。N>A上圖是用吞脈沖程序分頻器構成的吞脈沖頻率合成器，其輸出信號頻率為：f0=(PN+A)fr

可見：fo提高了P倍，而頻率間隔仍保持為fr

。四、吞脈沖鎖相頻率合成器2.集成鎖相環頻率合成器集成鎖相頻率合成器是一種專用鎖相電路。它是發展很快、采用新工藝多的專用集成電路。它將參考分頻器、參考振蕩器、數字鑒相器、各種邏輯控制電路等部件集成在一個或幾個單元中,以構成集成頻率合成器的電路系統。1．MC145146－1MC145146－1是一塊20腳陶瓷或塑料封裝的,由四位總線輸入、鎖存器選通和地址線編程的大規模單片集成鎖相雙模頻率合成器。四、吞脈沖鎖相頻率合成器MC145146－1方框

78OSCinOSCout12位÷R

計數器2D0D1D2120101110912A2A1A0ST鎖存器控制電路鎖存器LL2L3L4L5L6L710位÷N計數器fin37位÷A計數器L0L1鎖定檢測PDAPDRLDPDoutfvFVFR控制邏輯Mod14VDD:端6VSS:

端4D3四、吞脈沖鎖相頻率合成器MC145146-1地址碼與鎖存器的選通關系

四、吞脈沖鎖相頻率合成器ST（12端）:數據選通控制端,當ST是高電平時,可以輸入D0~D3輸入端的信息,ST是低電平時,則鎖存這些信息。

PDout（5端）:鑒相器的三態單端輸出。當頻率fv＞fr或fv相位超前時,PDout輸出負脈沖;當相位滯后時,輸出正脈沖;當fv＝fr且同相位時,輸出端為高阻抗狀態。LD（13端）:鎖定檢測器信號輸出端。當環路鎖定時（fv與fr同頻同相）,輸出高電平,失鎖時輸出低電平。四、吞脈沖鎖相頻率合成器ST（12端）:數據選通控制端,當ST是高電平時,可以輸入D0-D3輸入端的信息,ST是低電平時,則鎖存這些信息。

PDout（5端）:鑒相器的三態單端輸出。當頻率fv＞fr或fv相位超前時,PDout輸出負脈沖;當相位滯后時,輸出正脈沖;當fv＝fr且同相位時,輸出端為高阻抗狀態。LD（13端）:鎖定檢測器信號輸出端。當環路鎖定時（fv與fr同頻同相）,輸出高電平,失鎖時輸出低電平。四、吞脈沖鎖相頻率合成器ΦV、ΦR(16、17端):鑒相器的雙端輸出。可以在外部組合成環路誤差信號,與單端輸出PDout作用相同,可按需要選用。圖7―38是一個微機控制的UHF移動電話信道的頻率合成器,工作頻率為450MHz。

四、吞脈沖鎖相頻率合成器采用MC145146－1的UHF移動無線電話頻率合成器四、吞脈沖鎖相頻率合成器圖7―39給出了一個800MHz蜂窩狀無線電系統用的666個信道、微機控制的移動無線電話頻率合成器。接收機第一中頻是45MHz,第二中頻是11.7MHz,具有雙工功能,收發頻差45MHz。參考頻率fr＝7.5kHz,參考分頻比R＝1480。環路總分頻比NT＝32*N＋A＝27501~28188，

N=859~880,A=0~31,鎖相環VCO輸出頻率fv＝NTfr＝206.2575~211.410MHz。四、吞脈沖鎖相頻率合成器采用MC145146－1的800MHz移動無線電話頻率合成器

四、吞脈沖鎖相頻率合成器

本章小結AGC電路是接收機的重要輔助電路之一，它使接收機的輸出信號在輸入信號變化時能基本穩定，故得到廣泛的應用。

自動頻率控制(AFC)也稱自動頻率微調，是用來控制振蕩器的振蕩頻率以提高頻率穩定度。鎖相環路是利用相位的調節，以消除頻率誤差的自動控制系統，它由鑒相器、環路濾波器、壓控振蕩器等組成。在鎖相環路中，由失鎖進入鎖定的過程稱為捕捉過程；環路通過自身的調節來維持鎖定的，稱為跟蹤過程。捕捉特性可用捕捉帶來描述，跟蹤特性可用同步帶來描述。鎖相頻率合成是用鎖相技術間接合成高穩定度頻率的合成方法，它由基準頻率產生器和鎖相環路兩部分構成。課堂練習：P3027.1-7.6第7章反饋控制電路結束BG322、X38、CD4046、MC1404b。§5.3單片集成鎖相環電路模擬鎖相環路：NE560、NE561、562、565L562、L564、SL565、KD801、KD802、KD8041等。數字鎖相環路：一、NE562NE562（國內同類產品L562、KD801、KD8041）是目前廣泛應用的一種多功能單片鎖相環路。1．NE562組成框圖NE562是最高工作頻率可達30MHz的通用型集成鎖相環。定時電容CrPDLF限幅VCOA1A2A312111523415678910131416Vcc外接環路濾波器RC元件去加重-VEE跟蹤范圍偏壓輸出FM解調輸出VCO輸出

反饋信號輸入信號輸入NE56212345678910111213141516PD（鑒相器）：采用雙平衡模擬乘法器LF：13、14腳可外接RC元件構成環路濾波器。VCO：是射極定時的壓控多諧振蕩器，定時電容由5、6腳外接電容。限幅器：是與VCO串接的一級控制電路，7腳注入電流的大小可以控制環路的跟蹤范圍。放大器A1、A2、A3：作為隔離，緩沖放大器，10腳用于外接去加重電容。當環路用于解調時，A1，A2的放大作用可以提高9腳輸出的解調信號的電平值。既可以保證VCO的頻穩度，又放大了VCO的輸出電壓，使3、4腳輸出的電壓幅度增大到約4.5V，以滿足PD對VCO信號電壓幅度的要求。11，12腳：外接輸入信號。VCO輸出3、4腳與PD的反饋信號輸入端2、15腳之間，可外接其它部件以發揮多功能作用。2．NE562的使用說明(1)輸入信號從11、12腳輸入時，應采用電容耦合，以避免影響輸入端的直流電位，要求容抗<<輸入電阻（2K）。

可以雙端輸入，也可單端輸入，單端輸入時，另一端應交流接地，以提高PD增益。