1、精選優質文檔-傾情為你奉上第2章 三相電壓型PWM變換器本章首先簡要概述了三相電壓型PWM變換器的原理，分析了PWM變換器具備四象限運行能力的原因，并介紹了電壓型PWM變換器幾種常見的拓撲結構。然后給出了電壓型PWM變換器分別在三相靜止坐標系、兩相靜止坐標系和兩相旋轉坐標系下的數學模型。2.1 PWM變換器的基本原理整流器的發展經歷了二極管不控整流、晶閘管相控整流器到可關斷功率開關管的PWM整流器。二極管不控與晶閘管相控整流器均會在網側電流中產生諧波，且功率因數不高，其中，二極管不控整流的直流側母線電壓不可控。PWM整流器以其優良的性能成為發展的趨勢。PWM整流器不但實現網側電流正弦化，單位功

2、率因數控制，電能的雙向傳輸以及快速的動態控制響應。PWM整流器不僅實現了傳統的AC-DC整流功能，還由于其具備四象限運行能力，使得其可工作在逆變狀態，實現電能從直流側向電網側傳輸。由于PWM整流器網側呈現受控電流源特性，因此其網側功率因數可控。當控制其網側電流網測電壓同相時，PWM整流器運行于單位功率因數整流狀態；當控制器網側電流與網側電壓反相時，PWM整流器運行于單位功率因數逆變狀態。雙PWM交-直-交變頻器正是采用了PWM整流和PWM逆變的兩種特性。當電機運行于亞同步速發電時，能量從電網通過變頻器流入電機，網側變換器處于整流狀態而電機側變換器處于逆變狀態；當電機運行于超同步速時，能量從電機

3、通過變頻器回饋到電網，此時網側變換器處于逆變狀態而電機側變換器處于整流狀態。兩變換器的工作狀態的轉換完全由功率流向決定、自動完成。PWM變換器電路可看作由交流回路、功率開關管橋路以及直流回路組成，如圖2.1。其中，交流回路由電網電動勢e和交流側電感L組成；功率開關管橋路依據電壓型或電流型PWM變換器有所不同；直流回路由負載電阻RL和負載電動勢eL組成。當不考慮功率開關管的橋路損耗時，交流側輸入或回饋的功率和直流側消耗或產生的功率相平衡，有： iv=idcvdc(2.1)其中：v、i為交流側電壓、電流；vdc、idc為直流側電壓、電流；由式2.1可知，通過控制交流側的電壓、電流可實現對直流側的控

4、制；反過來，通過直流側的控制可實現交流側的控制。圖2.1 PWM變換器模型電路2.1.1 PWM變換器的四象限運行為便于理解PWM變換器的四象限運行能力，從變換器穩態條件下的交流側矢量關系來闡述，如圖2.2。當網側電流矢量I幅值不變時，由|VL|=L|I|可知，電感電壓矢量VL的幅值也不變，電網電壓矢量也可看作不變，則可以得到交流側電壓矢量V的軌跡為一個以電感電壓矢量VL的幅值為半徑的圓。PWM整流器可運行圓上的任一點而呈現不同的特性。其中有4個運行點最為特殊，它們分別是純電感特性運行點，正阻特性運行點、純電容特性運行點以及負阻特性運行點。當運行于純電感特性點，網側電壓矢量E超前于網側電流矢量

5、I 90度；當運行于正阻特性點，網側電壓矢量E與網側電流矢量I同相位；當運行于純電容特性點，網側電壓矢量E滯后于網側電流矢量I 90度；當運行于負阻特性點，網側電壓矢量E與網側電流矢量I相位相反。當PWM變換器處于第一象限運行時，網側電壓矢量E滯后網側電流矢量I的角度介于90度和180度之間，此時PWM變換器處于有源逆變狀態，有功功率和容性無功功率從直流側向電網傳輸，能量回饋到電網上；當PWM變換器處于第二象限運行時，網側電壓矢量E超前網側電流矢量I的角度介于90度和180度之間，此時PWM變換器仍處于有源逆變狀態，有功功率和感性無功功率從直流側向電網傳輸，能量回饋到電網上；當PWM變換器處于

6、第三象限運行時，網側電壓矢量E超前網側電流矢量I的角度介于0度和90度之間，此時PWM變換器工作在整流狀態，有功功率和感性無功功率從直流側向電網傳輸，PWM變換器從電網吸收能量；當PWM變換器處于第四象限運行時，網側電壓矢量E滯后網側電流矢量I的角度介于0度和90度之間，此時PWM變換器工作在整流狀態，有功功率和容性無功功率從直流側向電網傳輸，PWM變換器從電網吸收能量；從以上分析可得看出，通過控制電網側電流可以實現PWM變換器的四象限運行。圖2.2 PWM變換器交流側穩態矢量圖2.1.1 電壓型PWM變換器的基本電路拓撲結構PWM變換器技術發展到今天，已經設計出了多種PWM變換器。最基本的分

7、類方法是根據直流儲能形式的不同分為電壓型和電流型兩類。電流型PWM整流器因為需要大直流儲能電感和交流側LC濾波環節所致使的電流畸變、振蕩的問題，其發展受到一定的限制。但是隨著超導技術的發展和超導儲能技術的應用，超導線圈可作為直流儲能電感，電流型PWM整流器也開始得到了發展，尤其是在超導儲能變流環節，電流型PWM整流器無需另加直流電感，并且具有良好的電流保護性能，使得它比電壓型PWM整流器具有更大的優勢。而電壓型PWM變換器因其結構簡單，損耗小，控制方便成為研究的熱點。其最顯著的拓撲特征就是直流側采用電容進行直流儲能，使得變換器直流側呈現低阻抗的電壓源特性。（直流端接充電電池）電壓型PWM整流器

8、的拓撲結構主要有單相半橋、全橋；三相半橋、全橋和三電平三類。每種拓撲結構均有各自的優缺點。接下來簡要敘述這幾類拓撲結構的工作原理。圖2.3為單相電壓型PWM變換器半橋、全橋拓撲結構。二者網側的機構一樣，由單相電網和輸入電感組成，電感可以濾波網側電流的諧波。兩者的主要區別在于功率開關管橋路和直流側電容：半橋變換器采用單橋臂（2個功率開關管反并二極管）和兩個串聯電容，全橋變換器采用雙橋臂（4個功率開關管反并）和單個電容。二者在相同的交流側電路參數條件下，單相半橋變換器比全橋變換器控制相對復雜，因為半橋變換器直流儲能電容由兩個電容串聯組成，必須保證電容中點點位基本不變，因此需要引入電容均壓控制，而且

9、要取得同樣網側電流控制特性，半橋電路直流電壓為全橋電路的兩倍，這就要求半橋電路的功率開關管耐壓等級也比全橋電路高。但是，半橋電路相對全橋電路少用兩個功率開關管，從成本上較全橋電路有所減少。a)b)圖2.3 a)，b)分別為單相電壓型PWM變換器半橋、全橋拓撲結構圖2.4為三相電壓型PWM變換器半橋、全橋拓撲結構。三相半橋電路網側由三相三線制電網（無中線）和三相輸入電感組成，功率開關管橋路由三橋臂（6個功率開關管反并二極管）組成。三相全橋電路網側由三相四線制電網（有中線）與三相變壓器組成，其功率開關管橋路由六橋臂（12個功率開關管反并二極管）組成。三相全橋電路實質為三個相互獨立的單相全橋電路并聯

10、而成，相比于三相半橋電路，其在三相電網不平衡時的控制性能不會受到很大影響。但是，三相半橋電路采用的功率開關管為三相全橋電路的一半，這大大降低了系統的成本，所以，三相半橋電路也是最常用的三相電壓型PWM變換器拓撲結構。a)b)圖2.4 a)，b)分別為三相電壓型PWM變換器半橋、全橋拓撲結構圖2.5為三相三電平電壓型PWM變換器拓撲結構。上述單相、三相半橋、全橋電壓型PWM變換器均屬于二電平拓撲結構。因為對于交流側來說，開關管的通斷只會表現為正、負直流母線電壓。當開關頻率不高時，這種拓撲結構會導致交流側電壓的諧波含量增大。而且，在高壓應用場合，需要功率開關管的耐壓等級很高，而目前高壓級的功率管也

11、意味著高成本。三相三電平拓撲結構在一定程度上解決了上述問題。該拓撲結構功率管橋路在原三相半橋電路的基礎上串聯6個開關管，并采用二極管鉗位，從而使交流側輸出電壓呈現三電平狀態。該結構在改善網側電流波形的同時有效地降低了網側電壓、電流的諧波。更重要的能夠使用于高壓應用場合，因為直流母線電壓降落在兩個串聯的開關管上。但是，所需要的功率開關管也較三相半橋電路增加一倍。圖2.5 三相三電平電壓型PWM變換器拓撲結構2.2三相電壓型PWM變換器的數學模型為進一步分析三相電壓型PWM變換器，本文采用了三相靜止坐標系、兩相靜止坐標系和兩相旋轉坐標系下數學模型。三相電壓型PWM變換器的拓撲結構如圖2.6，由三相

12、電網、網側三相輸入電感、三相全控功率開關、直流側儲能電容和負載。為方便分析，作如下假設：1. 電網為三相對稱平衡、波形正弦；2. 網側三相輸入電感大小及電阻值相等，工作特性為線性，不考慮飽和等因素；3. 功率開關管均為理想元件，即不考慮通斷損耗和過渡過程； 4. 開關頻率遠大于電網頻率，且忽略開關的死區時間；圖2.6 三相電壓型PWM變換器電路圖2.2.1三相靜止坐標系下的數學模型定義三相電網電壓為，三相輸入電流，網側三相輸入電感為，電感電阻為，直流測電容值為，直流母線電壓為，直流側電流為，三相電網中點與直流母線電壓參考點之間電壓差為，負載為負載；同時定義功率開關管的開關函數為： (2.2)針

13、對圖2.6所示的三相電壓型PWM變換器電路，由電壓平衡方程有：(2.3)其中；由開關函數定義有，當時，上橋臂導通而下橋臂關斷，有；當時，上橋臂關斷而下橋臂導通，有；于是；將方程組（2.3）三式相加有：(2.4)因為系統為三相對稱平衡系統，有，；代入式（2.4）有：(2.5)將式（2.5）代入式（2.3），且將三相輸入電流作為狀態變量有：(2.6)在圖2.6中，由于同一橋臂的兩個開關管為180度互補導通，所以在任何瞬間三個橋臂總有三個功率開關導通，總共8種組合，直流側電流可表示為每種組合下流過電流的總和： (2.7)而直流側應用基爾霍夫電流定律有：(2.8)綜合式（2.6）、（2.8），即得到以

14、三相輸入電流和直流母線電壓為狀態變量的三相電壓型PWM整流器在三相靜止坐標系下的數學模型：(2.9)由式（2.9）可以看出，PWM變換器的三相輸入電流均由三相開關函數共同控制，因此，三相電壓型PWM變換器是一個相互耦合的非線性時變系統。2.2.2兩相靜止坐標系下的數學模型利用Clark變換，可將三相靜止坐標系下的狀態方程變換到兩相靜止坐標下。將三相靜止坐標系下的狀態方程（2.9）寫成矩陣形式有：(2.10)Clark變換矩陣描述為：(2.11)其逆變換矩陣描述為：(2.12)聯合式（2.10）、（2.11）、（2.12）可得兩相靜止坐標系下的數學模型：(2.13)2.2.3 兩相同步旋轉坐標系