1、單相直流波形畸變調(diào)制     1引言單相交流電源給直流負載供電時，常采用二極管整流橋先將交流電整流成直流電，然后通過后級DC-DC變換器給負載供電。單相整流橋的非線性特性會在交流輸入端產(chǎn)生豐富的諧波電流。為了抑制輸入電流諧波，通常需要對整流橋進行諧波治理。單相功率因數(shù)校正(PowerFactorCorrection,PFC)是一種常用的治理諧波方法，多種單相PFC方案可實現(xiàn)輸入電流波形畸變校正，但卻需處理全部負載功率。為了減小諧波治理單元處理的功率，可采用有源電力濾波器（ActivePowerFilter,APF）僅補償單相整流橋負載產(chǎn)生的諧波。為了簡化

2、APF的電路結(jié)構(gòu)，降低成本，文獻1-3特別針對整流橋負載研究了單相和三相直流側(cè)并聯(lián)型有源電力濾波器，該直流側(cè)APF將傳統(tǒng)的APF由并聯(lián)在交流電網(wǎng)移到整流橋的直流側(cè)，使APF由在電壓、電流四象限運行簡化到兩象限運行，電路復雜度大為降低。文獻2，3進一步將并聯(lián)型直流側(cè)APF拓展到三相系統(tǒng)。由于并聯(lián)型APF結(jié)構(gòu)對電流源型諧波負載的補償性能好，而串聯(lián)型對電壓型諧波源負載補償特性好的特點4，針對單相整流橋輸出采用大電容濾波的電壓源型諧波負載工況，文獻5研究了直流側(cè)并聯(lián)型APF的對偶結(jié)構(gòu)，單相直流側(cè)串聯(lián)型有源電力濾波器。該結(jié)構(gòu)可更好地滿足單相電容濾波型整流負載的諧波治理要求，同時具有處理部分功率和降壓輸出

3、的特點。文獻5中對單相直流側(cè)串聯(lián)型APF采用滯環(huán)控制，但滯環(huán)控制具有變頻的缺點，給濾波器的設(shè)計帶來困難；文獻6采用單周控制7，由于單周控制是一種峰值電流控制方式，在輕載時會造成輸入電流諧波含量增加。為了克服峰值電流控制和滯環(huán)控制的缺點，文獻8采用一種非線性平均電流控制9對輸入電流的開關(guān)周期平均值控制進行了嘗試。非線性平均電流控制9和單周控制8中均采用帶復位功能的積分器對變量在每個開關(guān)周期內(nèi)進行積分來實現(xiàn)功率開關(guān)的控制（屬恒頻控制），其中積分器的時間常數(shù)需要和開關(guān)頻率嚴格匹配，不然將會使輸入電流發(fā)生波形畸變10而產(chǎn)生直流偏置11。如果用數(shù)字控制實現(xiàn)兩種方式，則需很高的采樣頻率，目前還不適合用數(shù)字

4、方式實現(xiàn)3，因此仍需采用模擬電路實現(xiàn)，則易因工作環(huán)境的變化導致積分器參數(shù)的失配，進而對控制性能產(chǎn)生負面影響10,11。數(shù)字控制已逐漸成為電力電子變換器的發(fā)展趨勢12，平均電流控制13,14（與文獻8-9中的非線性平均電流控制不同，這里指常規(guī)的帶電流補償器的平均電流控制，也有稱為線性平均電流控制）在DC-DC變換器和單相PFC中得到了大量應用，而且易于數(shù)字實現(xiàn)。本文將對平均電流控制應用于單相直流側(cè)串聯(lián)型APF進行研究：首先分析了平均電流控制的直接應用在低頻開關(guān)切換點存在輸入電流波形畸變的現(xiàn)象和原因，然后根據(jù)單相串聯(lián)型直流側(cè)APF控制中期望的理想占空比變化的特點，提出了一種在不同時間區(qū)間內(nèi)分別采用

5、前沿調(diào)制和后沿調(diào)制15的復合控制策略。解決了輸入電流波形畸變的問題，成功地將對平均電流控制應用于單相直流側(cè)串聯(lián)型APF的控制中，所得結(jié)論得到了實驗驗證。2平均電流控制單相直流側(cè)串聯(lián)型APF2.1直流側(cè)串聯(lián)型APF拓撲結(jié)構(gòu)串聯(lián)在單相整流橋的直流輸出端和輸出濾波電容之間，如圖1所示8。圖1中高頻開關(guān)SH、高頻二極管VDH、低頻開關(guān)SL和低頻二極管VDL構(gòu)成混合全橋電路。其中低頻開關(guān)SL和低頻二極管VDL工作在二倍工頻，其導通狀態(tài)由整流后的直流側(cè)電壓urec與輸出電壓uo的相對大小決定，在每半個工頻周期內(nèi)將電路分成兩個工作區(qū)間，而SH、VDH則一直互補工作在高頻狀態(tài)。在區(qū)間I內(nèi)，urecuo，SL導

6、通，VDL截止，等效電路和電感電壓可參見文獻5,8。在該區(qū)間內(nèi)，為了使電感電流可控，電感電壓需滿足在區(qū)間內(nèi)，urecuo，SL斷開，VDL導通，同樣可得到區(qū)間II內(nèi)電感電流可控時uf需滿足2.2平均電流控制控制及其實驗結(jié)果將平均電流控制直接應用于單相直流側(cè)串聯(lián)型APF時，其控制框圖如圖2所示。圖2中比較器Cmp對整流橋的整流電壓urec和輸出電壓uo進行比較，用于控制低頻開關(guān)SL的通斷。高頻開關(guān)則由懸浮電容電壓uf的電壓反饋和電感電流iL的雙環(huán)反饋結(jié)果控制，其結(jié)構(gòu)與常規(guī)單相PFC的平均電流控制的雙環(huán)結(jié)構(gòu)14類似。不同之處在于單相PFC的平均電流控制中，引入的是輸出電壓的反饋；而在文中討論的單相

7、串聯(lián)型直流側(cè)APF中，由于輸出電壓與輸入電壓成比例（見式（7），輸出電壓的穩(wěn)態(tài)值會隨輸入電壓的變化而變化，不能控制成恒定值，因而引入懸浮電容電壓uf參與電壓反饋。文獻8中也對平均電流控制應用于單相串聯(lián)型直流側(cè)APF進行了嘗試，并進行了仿真分析，結(jié)果表明在低頻開關(guān)SL的切換點，電流波形存在較大畸變。文中首先對采用圖2結(jié)構(gòu)的平均電流控制單相直流側(cè)串聯(lián)型APF進行了實驗，測試結(jié)果如圖3所示。圖3的實驗結(jié)果明顯反映直接采用平均電流控制時，輸入電流在低頻開關(guān)的切換點存在較大畸變，其波形與文獻8中的仿真結(jié)果相近。文獻8對造成波形畸變的原因進行了初步的討論，本文中將結(jié)合調(diào)制方式對電流波形畸變的原因進行深入地

8、分析，并在分析的基礎(chǔ)上提出解決波形畸變的復合控制策略。3平均電流控制電流波形畸變原因分析電力電子的調(diào)制方式可分為前沿調(diào)制和后沿調(diào)制15，該調(diào)制比為從式（9）、式（10）可以看出，在相同的調(diào)制信號和載波信號情況下，兩種調(diào)制策略的輸出占空比互補，輸出變化的趨勢相反。一般電力電子系統(tǒng)中只采用一種調(diào)制策略，圖2采用的是前沿調(diào)制策略。在準靜態(tài)條件下根據(jù)電感伏秒平衡原理，可以得到單相直流側(cè)串聯(lián)型APF期望的理想占空比。在區(qū)間內(nèi)，高頻開關(guān)SH的理想占空比為如果假定輸入電壓vs的有效值為220V，頻率為50Hz的理想正弦波，并設(shè)定Uf=1.2Uo，載波信號幅值為1V，就可以畫出半個工頻周期內(nèi)的電源電壓、前沿調(diào)

9、制下理想占空比和調(diào)制信號的波形，如圖4所示。從圖4b理想的占空比di可以看出，APF在低頻開關(guān)切換點，占空比會發(fā)生跳變。如在切換點A，理想的占空比需從0跳變到1；在B點，則剛好相反。根據(jù)調(diào)制信號與占空比的關(guān)系，在圖2中采用前沿調(diào)制的情況下，理想的調(diào)制信號ueri如圖4c所示。從圖2可以看出，調(diào)制信號uer是由電流誤差放大器PI2得到的，而誤差放大器中一般含有積分環(huán)節(jié)，其實際輸出信號uer很難跟蹤上圖4c中期望的理想調(diào)制信號ueri，對應的實際占空比d也與理想占空比di存在一定的偏差。圖5中實際調(diào)制信號uer的實驗波形與圖4中的分析波形相對應，同時從圖中也可以看出，在低頻開關(guān)切換點，實際的調(diào)制信

10、號不能直接從峰值跳變到零，而是需要一定的時間，如圖5中虛線框所示。在該跳變時間內(nèi)，實際的占空比不能跟蹤理想占空比，是造成輸入電流波形畸變的根本原因。4復合控制策略從第3節(jié)的分析可以看出，產(chǎn)生輸入電流波形畸變的原因是實際調(diào)制信號不能突變，導致了實際占空比不能突變。本節(jié)中提出將前沿調(diào)制和后沿調(diào)制相結(jié)合的復合控制策略來解決切換點的電流波形畸變問題。復合控制策略的理想調(diào)制信號波形如圖6所示。復合調(diào)制將urecuo區(qū)間內(nèi)的調(diào)制策略由前沿調(diào)制改為后沿調(diào)制。根據(jù)式（8），在占空比不變的情況下，新的調(diào)制信號波形應如圖6所示。從圖6可以看出，采用這種前沿調(diào)制和后沿調(diào)制相結(jié)合的復合控制策略之后，調(diào)制信號在切換點不

11、用突變，而是連續(xù)變化，這樣就可以使電流誤差放大器的輸出更容易跟蹤理想的調(diào)制信號，減小電流畸變。在改變調(diào)制策略之后，區(qū)間內(nèi)，PWM輸出信號與期望的驅(qū)動信號互補，因此需對調(diào)制器的輸出信號重新進行處理。另外如第3節(jié)討論，不同的調(diào)制策略下輸出占空比的變化趨勢與輸入調(diào)制信號不同。圖2中前沿調(diào)制實現(xiàn)的是負反饋，如果僅僅將調(diào)制方式改為后沿調(diào)制，將形成正反饋。為了維持原來的反饋形式，在采用復合控制后，還需對誤差放大器的輸入信號進行調(diào)換。具體的復合控制框圖如圖7所示。出，相比圖3輸入電流波形質(zhì)量得到很大的改善，圖8b為采用復合控制后的調(diào)制信號波形，與圖6中期望的理想波形一致，避免了在開關(guān)切換點的突變，實驗結(jié)果驗

12、證了理論分析的正確性。同時對兩種不同控制方式輸入電流的THD進行了測試，結(jié)果表明THD值由16.53%降低到3.57%。圖7中不同調(diào)制策略的選擇是通過比較器Cmp1控制的，當urecuo時，Cmp1輸出高電平，雙刀雙擲開關(guān)S選擇“1”位置，誤差放大器的輸入與圖2中一樣，同或門的輸出信號SH與其輸入uPWM相同，控制邏輯與圖2相同。當urecuo時，Cmp1輸出低電平，雙刀雙擲開關(guān)S選擇“0”位置，誤差放大器的輸入與圖2中調(diào)換，同或門的輸出信號SH與其輸入uPWM互補，實現(xiàn)了在后沿調(diào)制下與前沿調(diào)制相同的控制邏輯。5實驗驗證文中對采用單一的前沿調(diào)制和復合控制的平均電流控制單相串聯(lián)型直流側(cè)APF進行

13、了對比實驗。實驗條件為，輸入電壓有效值50V，電感1mH，輸出電容和懸浮電容均為470?F，開關(guān)頻率100kHz，電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)為Kv=1.60，Tv=0.22，電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)為Kv=6.5，Tv=1.5×10?6。輸出電壓55V，懸浮電容電壓60V，負載電阻100?。雙刀雙擲開關(guān)采用模擬開關(guān)CD4052實現(xiàn)，同或門選用74LS266。采用單一的前沿調(diào)制的平均電流控制的實驗結(jié)果如圖3和圖5所示，如前文分析，由于在低頻開關(guān)切換點，電流誤差放大器的輸出信號不能突變，導致輸入電流波形畸變，實驗結(jié)果與理論分析結(jié)論一致。采用文中提出的復合控制策略的實驗波形如圖8所示。從圖8a的輸入電壓、電流波形中可以看6結(jié)論文中首先對將常規(guī)的平均電流控制直接應用于單相直流側(cè)串聯(lián)型APF控制中的控制效果進行了分析，