1、雙閉環調速系統ASR和ACR結構及參數設計黑龍江大學課程設計說明書學院：機電工程學院專業：電氣工程及其自動化課程名稱：電力拖動自動控制系統設計題目：雙閉環調速系統ASR和ACR 結構及參數設計(3)姓名：* 學號：*指導教師：袁 明 靖 澎 王世剛成績：雙閉環調速系統ASR和ACR結構及參數設計(3)一設計目的：掌握用工程設計方法設計雙閉環調速系統的轉速調節器和電流調節器，加深對雙閉環直流調速系統理解。二設計內容：在一個由三相橋式晶閘管整流裝置供電的雙閉環直流調速系統中，已知電動機數據如下：555kW，750V，760A，375r/min，Ce= 1.82Vmin/r, 主回路總電阻R=0.1

2、4, 允許過載電流倍數為1.5，Ks = 75，TL=0.031s,Tm=0.112s,電流反饋濾波時間常數Toi=0.002s, 轉速反饋濾波時間常數Ton=0.02s, 兩個調節器的輸入和輸出最大值都是10V，R0=40k。設計要求：穩態無靜差；電流超調量si 5%，電機空載起動到額定轉速時的轉速超調量sn 10%。三時間安排：6.36.4 查閱相關資料；6.46.6 按要求設計相關內容，完成設計文本6.7 考核答辯四參考書目：1.電力拖動自動控制系統（第3版）陳伯時主編 機械工業出版社2.電力電子技術（第4版） 王兆安 黃俊主編 機械工業出版社3.自動控制理論 劉丁主編 機械工業出版社4

3、.電機及拖動基礎（第3版） 顧繩谷主編 機械工業出版社目錄第一章 介紹 4第二章 雙閉環調速系統的實際動態結構框圖 52.1 雙閉環調速系統的動態結構框圖52.2 雙閉環調速系統的動態結構框圖52.3 設計原則與步驟62.4 工程設計方法的基本思路6第三章 電流調節器的設計 73.1 電流環結構框圖的化簡73.2 電流調節器結構的選擇93.3 電流調節器的參數計算103.4 校驗113.5 計算調節器電阻和電容12第四章 轉速調節器的設計.144.1 電流環的等效閉環傳遞函數144.2 轉速環結構的化簡和轉速調節器結構的選擇144.3 轉速調節器的參數的計算184.4 校驗194.5 計算調節

4、器電阻和電容194.6 校核轉速超調量20第五章 轉速調節器退飽和時轉速超調量的計算 21第六章 Simulink 仿真256.1 Simulink仿真框圖256.2 仿真結果 276.3 仿真分析 28總結和心得29參考文獻30第一章 介紹本文應用工程設計方法來設計轉速、電流雙閉環調速系統的兩個調節器。按照設計多環控制系統先內環后外環的一般原則，從內環開始，逐步向外擴展。在雙閉環系統中，應該首先設計電流調節器，然后把整個電流環看作是轉速系統中的一個環節，再設計轉速調節器。首先考慮應把電流環校正成哪一類典型系統。從穩態要求上看，希望電流無靜差，以得到理想的堵轉特性，所以采用型系統就夠了。再從動

5、態上看，實際系統不允許電樞電流在突加控制作用下時有太大的超調，以保證電流在動態過程不超過允許值，而對電網電壓波動的及時抗擾作用只是次要的因素。因而電流環應以跟隨性能為主，即應選擇典型型系統。對于轉速環，由于要求滿足系統抗干擾性能好、轉速無靜差，并且系統結構決定將轉速環校正成典型系統。第二章 雙閉環調速系統的實際動態結構框圖2.1 雙閉環調速系統的動態結構框圖圖2-1 雙閉環調速系統的動態結構框圖2.2 雙閉環調速系統的動態結構框圖圖2-2 雙閉環調速系統的靜態結構框圖 雙閉環調速系統的實際動態結構框圖如圖2-1。由于電流檢測信號中常含有交流分量，為了不使它影響到調節器的輸入，需要加低通濾波。這

6、樣的濾波環節傳遞函數可用一階慣性環節來表示，其濾波時間常數 按需要選定，以濾平電流檢測信號為準。然而，在抑制交流分量的同時，濾波環節也延遲了反饋信號的作用，為了平衡這個延遲作用，在給定信號通道上加入一個同等時間常數的慣性環節，稱作給定濾波環節。其意義是讓給定信號和反饋信號經過相同的延時，使得二者在時間上恰好的配合。由測速發電機得到的轉速反饋電壓含有換向紋波，因此也需要濾波，濾波時間常數用 表示。根據和電流環一樣的道理，在轉速給定通道上也加入時間常數 的給定濾波環節。2.3 設計原則與步驟按照設計多環控制系統先內后外環的一般原則，從內環開始，逐步向外擴展。在雙閉環系統中，應該首先設計電流調節器，

7、然后把整個電流環看作是轉速調節系統中的一個環節，再設計轉速調節器。建立調節器工程設計方法所遵循的的原則是1. 概念清楚、易懂；2. 計算公式簡明、好記；3. 不僅給出參數計算的公式，而且指明參數調整的方向；4. 能考慮飽和非線性控制的情況，同樣給出簡單的計算公式；5. 適用于各種可以簡化成典型系統的反饋控制系統。2.4 工程設計方法的基本思路1 選擇調節器結構,使系統典型化并滿足穩定和穩態精度；2 設計調節器的參數，以滿足動態性能指標的要求。第三章 電流調節器的設計3.1 電流環結構框圖的化簡在圖2-1點劃線框的電流環中，反電動勢與電流反饋的作用相互交叉，這將給設計工作帶來麻煩。實際上，反電動

8、勢與轉速成正比，它代表轉速對電流環的影響。在一般情況下，系統的電磁時間常數遠小于機電時間常數，因此，轉速的變化往往比電流變化慢得多，對電流環來說，反電動勢是一個變化較慢的擾動，在電流的瞬變過程中，可以認為反電動勢基本不變，即，這樣，在按動態性能設計電流環時，可以暫不考慮反電動勢變化的動態影響，得到的電流環的近似結構框圖如圖3-1。圖3-1 忽略反電動勢的動態影響如果把給定濾波和反饋濾波兩個環節都等效地移到環內，同時把給定信號改成，則電流環便等效成單位負反饋系統，如圖3-2。圖3-2 等效成單位負反饋系統按表3-1，可知三相橋式電路的平均失控時間，電磁時間 表3-1 各種整流電路的失控時間整流電

9、路形式最大失控時間平均失控時間單相半波2010單相橋式（全波）105三相半波6.673.33三相橋式、六相半波3.331.67和比小得多，可以當作小慣性群而近似地看作是一個慣性環節，其時間常數為： （3-1）則電流環結構框圖最終簡化成圖3-3。圖3-3 小慣性環節近似處理3.2 電流調節器結構的選擇圖3-3表明，電流環的控制對象是雙慣性的，要校正成典型型系統，顯然應采用PI型的調節器，其傳遞函數可以寫成 （3-2）式中 -電流調節器的比例系數 -電流調節器的超前時間常數為了讓調節器零點與控制對象的大時間常數極點對消，選擇 （3-3）則電流環的動態結構框圖便成為圖3-4所以的典型形式，其中 （3

10、-4）圖3-4 校正成典型型系統電流環動態結構框圖圖3-5繪出了校正后電流環的開環對數幅頻特性.圖3-5 校正成典型型系統電流環開環對數幅頻特性3.3 電流調節器的參數計算表3-2 典型型系統動態跟隨性能指標和頻域指標與參數的關系參數關系0.250.390.500.691.0阻尼比1.00.80.7070605超調量0%1.5%4.3%9.5%16.3%上升時間6.64.73.32.4峰值時間8.36.24.73.6相角穩定裕度截止頻率由式3-2可以看出，電流調節器的參數是 和，其中已選定，待定的只有比例系數，可根據所需的動態性能指標選取。設計要求電流超調量，由表3-2，可選，且已知=，因此電

11、流環開環增益：雙閉環調速系統在穩態工作中，當兩個調節器都不飽和時。各變量之間的關系： 已知兩個調節器的輸入和輸出最大值都是，額定轉速，額定電流，過載倍數，則轉速反饋系數：=Unm*nmax=10375=0.0267Vmin/r電流反饋系數：=Uim*Idm=Uim*Id=101.5760=0.0088V/A由式（3-3）和（3-4），且已知，電流調節器超前時間：則電流調節器的比例系數：Ki=KIiRKs=135.10.0310.14750.0088=0.8883.4 校驗1. 檢查對電源電壓的抗擾性能：TlTi=0.031s0.0037s=8.38參照表3-3的典型型系統動態抗擾性能都是可以接

12、受的。表3-3 典型型系統動態抗擾性能指標與參數的關系電流截止頻率：2. 晶閘管整流裝置傳遞函數的近似條件13Ts=130.0017s=196.1s-1ci滿足近似條件。3. 忽略反電動勢變化對電流環動態影響的條件，31TmTl=310.112s0.031s=50.91s-1ci滿足近似條件。3.5 計算調節器電阻和電容含給定濾波和反饋濾波的模擬式PI型電流調節器原理圖如圖3-6，圖中為電流給定電壓，為電流反饋電壓，調節器的輸出就是電力電子變換器的控制電壓。根據運算放大器的電路原理，且已知,可以容易地導出：Ri=KiR0=0.88840k=35.52kCi=iRi=0.03135.52103F

13、=0.8710-6F=0.87FCoi=4ToiR0=40.00240103F=0.210-6F=0.2F圖3-6 含給定濾波與反饋濾波的PI型電流調節器按照上述參數：Ri=35.52k，Ci=0.27，Coi=0.87，電流環可以達到的動態跟隨性能指標為（見表3-2），滿足以上要求。第四章 轉速調節器的設計4.1 電流環的等效閉環傳遞函數電流環經化簡后可視作轉速環中的一個環節，為此需要求出它的閉環傳遞函數，由圖3-4可知： （4-1）忽略高此項，可降階近似為： （4-2）接入轉速環內，電流環等效環節的輸入量應為，因此電流環在轉速環中應等效為： （4-3）這樣，原來是雙慣性環節的電流環控制對象

14、，經閉環控制后，可以近似地等效成只有較小時間常數的一階慣性環節。這表明，電流的閉環控制改造了控制對象，加快了電流的跟隨作用。4.2 轉速環結構的化簡和轉速調節器結構的選擇用電流環的等效環節代替圖2-1中的電流環后，整個轉速控制系統的動態結構框圖如圖4-1所示。圖4-1 用等效環節代替電流環和電流環中一樣，把轉速給定濾波和反饋濾波環節移到環內，同時將給定信號改成，再把時間常數和的兩個小慣性環節合并起來，近似成一個時間常數為的慣性環節，其中，則轉速環結構框圖可化簡成圖4-2。圖4-2 等效成單位負反饋和小慣性的近似處理為了實現轉速無靜差，在負載擾動作用點前必須有一個積分環節，它應該包含在轉速調節器

15、中。現在擾動作用點后面已經有了一個積分環節，因此轉速環開環傳遞函數應共有兩個積分環節，所以應該設計成典型系統，這樣的系統同時也能滿足動態抗擾性能好的要求。至于其階躍響應超調量較大，那么線性系統的計算數據，實際系統中轉速調節器的飽和非線性性質會使超調量大大降低。由此可見也應該采用PI調節器，其傳遞函數為： （4-4）式中 -轉速調節器的比例系數 -轉速調節器的超前時間常數 圖4-3 校正后成為典型系統這樣，調速系統的開環傳遞函數為：令轉速環開環增益為： （4-5）則 （4-6）在典型系統的開環傳遞函數中，時間常數是控制對象固定的，待定的參數有和。為 了分析方便，引入一個新的變量，令 （4-7）圖

16、4-4 典型系統的開環對數幅頻特性和中頻寬由圖可見，是斜率為的中頻段的寬度，稱作中頻寬。由于中頻段的狀態對控制系統的動態品質器決定性的作用，因此是一個很重要的參數。在一般情況下，點處在特性段，由圖4-4可以看出因此 （4-8） 在工程設計中，如果兩個參數都任意選擇，工作量顯然很大，為此采用“振蕩指標法”中的閉環幅頻特性峰值最小準則，可以找到和兩個參數之間的一種最佳配合。這一準則表明，對于一定的值，只有一個確定的可以得到小的閉環幅頻特性峰值，這時和，之間的關系是 （4-9） （4-10）以上兩式稱作準則的“最佳頻比”，因而有 （4-11）確定之后根據式（4-7）和式（4-11）即可分別求得和。根

17、據（4-8）和（4-11）可得 （4-12）由式（4-12）可知轉速環開環增益為 （4-13）因此 （4-14）4.3 轉速調節器的參數的計算已知，則電流環等效時間常數： 1KI=2Ti=20.0037s=0.0074s已知，則小時間常數近似處理的時間常數為： Tn=1KI+Ton=0.0074s+0.02s=0.0274s按跟隨和抗擾性能都較好的原則，取，則的超前時間常數為： n=hTn=50.0274s=0.137s由式（4-13）可知轉速環開環增益為： KN=h+12h2Tn2=62520.02742s-2=159.84s-2由（4-14）可知的比例系數為： Kn=（h+1）CeTm2h

18、RTn=60.00881.820.112250.02670.140.0274=10.54.4 校驗近似條件由式（4-12）可知轉速環的截止頻率為： cn=KN1=KNn=159.840.137s-1=21.9s-11. 電流環傳遞函數簡化條件為：13KITi=13135.10.0037s-1=63.7s-1cn滿足簡化要求。2. 轉速環小時間常數近似處理條件13KITon=13135.10.02s-1=27.4cn滿足近似條件。4.5 計算調節器電阻和電容圖4-5 含給定濾波與反饋濾波的PI型轉速調節器根據圖4-5，已知，則Rn=KnR0=10.3940k=436kCn=nRn=0.13743

19、6103F=0.31410-6F=0.314FCon=4TonR0=40.0240103F=210-6F=2F4.6 校核轉速超調量當時，由表4-1，不能滿足設計要求。實際上，由于表4-1是按線性系統計算的，而突加階躍給定時，飽和，不符合線性系統的前提，應該按退飽和的情況重新計算超調量。表4-1 典型系統階躍輸入跟隨性能指標（按準則確定參數關系）34567891052.6%43.6%37.6%33.2%29.8%27.2%25.0%23.3%2.402.652.853.03.13.23.33.3512.1511.659.5510.4511.3012.2513.2514.2032211111第五

20、章 轉速調節器退飽和時轉速超調量的計算計算退飽和超調量時，起動過程可按分段線性化的方法來處理。當飽和時，相當于轉速環開環，電流環輸入恒定電壓，如果忽略電流環短暫的跟隨過程，其輸出量也基本上是恒定值，因而電動機基本上按恒加速度起動，其加速度為 （5-1）這個加速過程一直延續到時刻時為止。取式（5-1）的積分，得 （5-2）考慮到和，則 （5-3）退飽和后，轉速環恢復到線性范圍內運行，系統的結構框圖見圖4-1。描述系統的微分方程和前面分析線性系統的跟隨性能時相同，只是初始條件不同了。分析線性系統跟隨性時，初始條件為，討論退飽和超調時，飽和階段的終了狀態就是退飽和階段的初始狀態，只是把時間坐標零點從

21、移到時刻即可。因此，退飽和的初始條件是，由于初始條件發生了變化，盡管兩種情況的動態結構框圖和微分方程完全一樣，過渡過程還是不同的。因此，退飽和超調量并不等于典型系統跟隨性能指標中的超調量。當選用PI調節器時，圖4-1所示的調速系統結構框圖可以繪成圖5-1。由于感興趣的是在穩態轉速以上的超調部分，即只考慮，可以把初始條件轉化為，。由于圖5-2的給定信號為零，可以不畫，而把的反饋作用反饋到主通道第一個環節的輸出量上，得到圖5-3。為了保持圖5-3和圖5-2各量間的加減關系不變，圖5-3中的和的+、-號相應的變化。圖5-1 調速系統的等效動態結構框圖以轉速為輸出量圖5-2 調速系統的等效動態結構框圖

22、以轉速超調值為輸出量圖5-3 調速系統的等效動態結構框圖圖5-2的等效變化可以把退飽和超調看作是在的負載下以穩定運行，在時刻負載由 減小到，轉速產生一個動態速升與恢復的過程。可利用表5-1給出的典型系統抗擾性能指標來計算退飽和超調量，只要注意的基準值即可。表5-1 典型系統動態抗擾性能指標與參數的關系34567891072.2%775%81.2%84.0%86.3%88.1%89.6%90.8%2.452.702.853.003.153.253.303.4013.6010.458.8012.9516.8519.8022.8025.85在典型系統抗擾性能指標中，的基準值的為 （5-4）可知 ，所

23、以的基準應是 (5-5)令表示電機允許的過載倍數，即，表示負載系數，為調速系統開環機械的額定穩態速降，代入（5-5），可得 （5-6）作為轉速的超調量，其基準值應該是，因此退飽和超調量可以由表5-1列出的數據經基準值換算后求得，即 （5-7）設理想空載起動時，已知電機允許的過載倍數，A，。當，由表5-1查得=81.2%，將數據代入式（5-7），可得n=CmaxCbnbn*=2CmaxCb-znNn*TnTm=281.2%1.57600.141.823750.02740.112=9.25%10%能滿足超調量的要求。第六章 系統仿真6.1 simulink仿真框圖 本設計運用Matlab的Simulink來對系統進行模擬仿真。根據圖2-1以及上面計算的系統參數，可以建立直流雙閉環調速系統的動態仿真模型，如下圖所示。6.2 仿真結果圖6-1電樞電流波形圖6-2轉速波形圖6-3轉速波形局部放大圖6.3 仿真分析根據ASR不飽和，飽和，退飽和，可將整個雙閉環調速過程分成三部分：第1階段（0-0.3s）是電流上升階段由上圖可以看出，在這