1、內容：線性串聯穩壓(二極管穩壓、三端集成穩壓、基準穩壓)、開關穩壓、DC-DC穩壓10.1 直流電源組成直流電源是電子設備重要組成部分，直流電源電路是電子設備基本電路之一，其作用是把市電(220V或380V交流電壓)轉換成電子電路內部元器件所需的低壓直流穩定電源。對電源電路總的要求是：穩定度高(即負載調整率、輸入電壓調整率小，且紋波系數小)、效率高、體積小、成本低，具有完善的保護功能（過流保護、過熱保護、輸出過壓保護、輸入欠壓保護等），穩定性好、可長時間連續工作。根據電源電路工作原理，可以將電源電路分為線性穩壓和開關穩壓兩大類。大致由電源變壓器（也稱為工頻變壓器，開關穩壓電路一般不需要工頻變壓

2、器）、整流、濾波、穩壓電路等部分組成，如圖10-X所示。工頻變壓器在線性穩壓電源電路中，起變壓（將220V交流電壓變為幾伏、十幾伏、幾十伏的交流低壓）和隔離雙重作用，使變壓器次級后的電路與電網實現電氣上隔離，成為不帶電的“冷板”。由于市電頻率低（50Hz或60Hz），工頻變壓器初級繞組多，繞線寄生電阻大，銅損偏高；另一方面，硅鋼片構成的磁芯材料電阻率低，渦流損耗也較大，即工頻變壓器效率不高。此外，還存在體積大、重量重、成本高的缺點。工頻變壓器體積、重量嚴重制約了線性穩壓電源的小型和微型化。整流電路一般由二極管組成，利用二極管的單向導電性將交流電壓變為單向脈動直流電壓，圖10-X給出了常用半波整

3、流、全波整流(包括橋式整流)電路的輸出波形。為使穩壓電路輸入電壓的脈動性盡可能小，借助電容或電容-電感構成的無源低通濾波器對整流輸出電壓進行低通濾波。從圖10-X中可以看出濾波后，輸出電壓脈動性已大大下降，某些對電源穩定性要求不高的電路(如音響的功放級)，可直接使用濾波后的電壓作電源電壓。濾波后的直流電壓脈動性盡管已較低，但還不能作為對電源穩定性較敏感的電路，如AD轉換電路、微弱信號放大電路、TTL邏輯電路等的工作電源，還必須經過穩壓電路穩壓后才能獲得不受電網電壓波動、負載變動、溫度變動等因素影響的高穩定性的直流電源。10.2 整流電路所謂“整流”電路就是利用二極管的單向導電性，將交流電變為單

4、向脈動直流電。常用的整流電路有半波整流、全波整流和橋式整流等形式，電路結構及波形如圖10-X所示。圖10-X 常見的二極管整流電路工作原理與輸出電壓波形半波整流電路最簡單，只用一只二極管。在的正半周二極管D導通，如果忽略二極管D上的壓降，在純電阻負載上電壓的波形與相同；而在負半周，二極管D反偏，處于截止狀態，如果忽略二極管反向漏電流，沒有電流流過負載電阻，輸出電壓為零。半波整流電路輸出波形如圖10-X(a)所示，可見半波整流輸出電壓脈動很大。變壓器次級線圈只在半個周期工作，利用率低，只用于輸出功率較小電源電路中（在工頻電路中，用普通整流二極管；在低壓開關電源電路中一般采用導通電阻較低的肖特基二

5、極管）。在全波整流電路中，由次級帶有中心抽頭的變壓器和兩只二極管組成。在正半周，二極管D1導通、D2截止，如果忽略二極管D1上的壓降，純電阻負載上獲得的輸出電壓極性上正下負，波形與相同，電流方向如圖(b)中的實線所示；而在的負半周，二極管D2導通、D1截止，如果忽略二極管D2上的壓降，純電阻負載上獲得的輸出電壓極性也是上正下負，波形與也相同，電流方向如圖(b)中的虛線所示。全波整流電路輸出波形如圖10-X(b)所示，可見全波整流輸出電壓脈動比半波整流小。盡管全波整流在正、負半周均能向負載提供電流，但變壓器兩個次級線圈總是處于交替工作狀態，利用率并不高(與半波整流相同)。由于脈動電流僅流過一只二

6、極管，損耗小，在低壓、大電流整流電路中得到了廣泛應用，如開關電源的高頻低壓、大電流整流電路。為進一步減小整流二極管功耗，在低壓、大電流整流電路中用導通電壓較小的肖特基二極管作整流二極管；當肖特基二極管壓降也嫌大時，可采用同步整流方式，在同步整流電路中使用導通內阻為m級的MOS管作整流管。橋式整流電路由四只二極管組成，在的正半周，D2、D4截止，D1、D3導通，輸出電壓的極性上正下負，當忽略二極管D1、D3上的壓降時，波形與相同，電流方向如圖(c)中的實線所示；而在的負半周，D1、D3截止，D2、D4導通，輸出電壓的極性也是上正下負，當忽略二極管D2、D4上的壓降時，波形也與相同，電流方向如圖(

7、c)中的虛線所示。橋式整流電路輸出電壓的波形與全波整流相同；在的正、負半周，變壓器次級均處于工作狀態，利用率高，即相同輸出功率的整流電路，橋式整流電路所需工頻變壓器體積最小，因此在電源電路中得到了廣泛應用(對工頻電壓進行整流時，可用普通的整流二極管；對高頻信號整流時，可用工作頻率高的快恢復二極管)。但由于單向脈動電流要流過兩只二極管，二極管損耗比全波整流電路大，因此不適用于輸出電壓僅為幾伏的低壓大電流整流電路。圖10-2 輸入/輸出波形 電路參數與整流二極管參數選擇1. 輸出電壓的平均值在忽略二極管開啟電壓與導通壓降情況下，當負載為純阻性負載時，則半波整流輸出電壓的平均值=其中為變壓器次級交流

8、電壓的有效值。根據全波整流、橋式整流輸出電壓的波形，全波整流、橋式整流輸出電壓的平均值應為半波整流輸出電壓平均值的兩倍，即=2. 負載平均電流、二極管平均電流與最大電流在半波整流電路中，整流二極管D與負載串聯，當負載為純阻性時，二極管平均電流與負載平均電流相同，即=顯然當輸入電壓達到最大值時，流過二極管的電流也達到最大，即=在全波整流、橋式整流電路中，純阻性負載平均電流=對于全波整流來說，二極管D1、D2交替導通；而在橋式整流電路中D1、D3與D2、D4也交替導通。因此流過二極管平均電流、最大電流與半波整流情況相同。3. 二極管承受最大反向電壓對于半波整流來說，在負半周，二極管D截止，承受的最

9、大反向電壓等于的最大值；對于橋式整流來說，二極管交替導通，處于截止狀態的二極管承受的最大反向電壓也等于的最大值；對于全波整流來說，如果兩個次級線圈輸出電壓有效值為，則處于截止狀態的二極管承受的最大反向電壓將是。以上最大反向電壓尚沒有考慮電網電壓波動10%情況。此外在電路設計中，為保險起見，二極管承受的最大反向電壓應留30%以上余量，以防止串入電網中的尖蜂脈沖不至于使二極管擊穿。其他常用的整流電路1. 正負電源整流電路使用次級帶有中心抽頭變壓器和四只二極管，按圖10-X所示方式連接，即獲得正負電源。D1、D2交替導通向負載供電；D3、D4交替導通向負載供電，負載電阻上電壓波形與全波整流相同，如圖

10、所示。圖10-X 正負雙電源整流電路2. 三相整流電路10.3 濾波電路整流后盡管獲得了單向直流電，但脈動性很大(最小值為0，最大值與輸入電壓最大值相同)。從頻譜角度來看，除了直流成分外，還有基波、高次諧波，尚需經過電容、電感-電容等元件構成的無源低通濾波電路盡可能濾除其中的基波及高次諧波。 電容濾波電容濾波原理電路如圖10-X(a)所示，濾波效果與濾波電容容量有關，容量越大，濾波效果越好。因此，濾波電容均為大容量的電解電容，而電解電容寄生電感大，對脈動電流中的高次諧波呈感性，濾波效果差。因此，實際電容濾波電路均需要在大電容旁邊并上一只寄生電感小、寄生電阻盡可能低、容量在F的高頻瓷片電容或CB

11、B電容，如圖10-X(b)所示。采用電容濾波后，半波整流電容濾波電路輸出波形如圖10-X所示，而全波(包括橋式)整流電容濾波電路輸出波形如圖10-X所示。圖10-X半波整流電容濾波輸出波形圖10-X 全波(橋式)整流電容濾波輸出波形可見濾波后，輸出電壓脈動性小了很多，但整流二極管中電流波形與輸入電壓波形差異很大，導通角遠小于，畸變嚴重。原因是在穩定狀態下，濾波電容C兩端電壓在最大值與最小值之間變化，只有當輸入電壓大于電容兩端電壓時，整流二極管才導通（如圖中的A點）；二極管導通后濾波電容兩端電壓隨輸入電壓的增加而增加，當達到最大值時，也達到最大值，如圖中的AB段；減小，輸出也會隨著下降，當小于時

12、，二極管截止，電容兩端電壓向負載放電(時間常數為)，輸出電壓逐漸下降，如圖中的BC段；在下一個半周期，當大于時，二極管又開始導通。濾波電容越大，輸出電壓脈動性越小，整流二極管導通角越小，二極管脈動電流峰值就越大，電流波形失真就越嚴重。當取時，脈動電流峰值可達35倍負載平均電流。電容濾波輸出電壓平均值數字解析式比較復雜，當整流二極管內阻很小，而較大，用線性近似方式求解輸出電壓的平均值。當達到最大值時，也達到最大值，即=，然后整流二極管截止。由于較大，二極管截止后，輸出電壓近似線性下降，并假設該直線段延長線與橫軸交點長度剛好為，如圖10-X所示。圖10-X 電容濾波近似計算圖利用三角形相似關系，不

13、難看出=作線性近似后，輸出電壓的平均值=其中，濾波輸出電壓最大值=，T為交流電周期。當取時，輸出電壓的平均值=（1.181.27） 其他形式的濾波電路在市電頻率下，多用電容濾波(從傳遞函數分析，屬于一階RC低通濾波)。但當信號頻率較高時，多采用電感、電感-電容濾波，如圖10-X所示，其中圖(a)屬于二階低通濾波，而圖(b)屬于三階低通濾波，濾波效果明顯優于電容濾波。10.3.3半橋AC-DC-AC變換器專用的整流濾波電路在中功率(150W1KW)開關電源中，廣泛采用半橋DC-AC變換器把整流濾波后的高壓直流電壓變為低壓高頻脈沖電壓。其整流濾波電路與橋式整流濾波電路相似，但又有所區別，如圖10-

14、X所示。當開關K未閉合時，構成橋式整流電路，電容、串聯。在理想狀態下，當=時，A點電位=（當輸入電壓為220V時，約為155V）。但由于大電容誤差較大，使偏離，需通過電阻、(=)分壓使電位盡可能接近。電阻、起均壓和泄放作用（在負載斷路后，給濾波電容存儲的能量提供泄放通路），、大小必須適中，太大均壓效果差，太小功耗大（均壓電阻功耗一般按電源輸出功率的1%推算其阻值）。例電源輸出功率為300W，均壓電阻消耗功率為輸出功率的1%，即3W。當輸入電壓為220V時，=155V，則=16K，取標準值15K(耗散功率為2W)。當開關K閉合時，與并聯、與并聯，結果、截止，相當于倍壓整流，如圖(b)所示。如果輸

15、入電壓降為110V，則輸出電壓依然保持不變，因此開關K稱為輸入電壓制式（220/110）轉換開關。10.4穩壓電路整流濾波后獲得的直流電壓一般還不能作為電子線路的供電電壓，原因是：一方面，整流濾波后獲得的直流電壓紋波系數依然較大；另一方面，由于整流電路內阻不為零，當負載變化時，輸出電壓會升高或下降；三是在負載不變情況下，輸入電壓波動時，輸出電壓也會隨著波動。因此，必須通過穩壓電路，才能獲得輸出電壓不隨輸入電壓、負載變化而變化的直流穩定電壓。穩壓電路主要性能由下列參數描述：(1) 穩壓系數=即輸出電壓相對變化量與輸入電壓相對變量。顯然，輸入電壓變化時，輸出電壓變化量越小，就越小，穩壓效果就越好。

16、(2) 輸出阻抗=對于理想的穩壓源來說，輸出電流可以從0之間變化，而輸出電壓沒有變化，即為0，即內阻=0。但對于實際穩壓源來說，輸出電流增大時，輸出電壓會有所下降，即=0。一個質量優良的穩壓源，其輸出阻抗在m以下。(3) 溫度系數=該參數體現的是穩壓源熱穩定性，越小，表明溫度變化時，輸出電壓變量量越小。(4) 輸入電壓調整率(5) 負載調整率10.4.1二極管穩壓電路二極管穩壓電路最簡單，由限流電阻R和穩壓二極管組成，如圖10-X(a)所示。1. 穩壓原理由于負載與穩壓二極管并聯，顯然輸出電壓=-=-二極管穩壓電路的穩壓原理是利用穩壓二極管擊穿后，端電壓基本保持不變的原理使輸出電壓穩定。當負載

17、不變時，輸入()，結果基本保持不變；反之，當()，結果基本保持不變。這說明變化引起變化，而基本不變。當輸入電壓不變時，負載()()(穩壓電路內阻壓降增加造成)；反之，負載()()(穩壓電路內阻壓降減小造成)。這說明輸出基本不隨負載變化而變化。2. 電路參數選擇(1) 輸入電壓根據經驗，輸入電壓取=(23)然后根據輸入電壓選擇輸入電壓.(2) 限流電阻R限流電阻R大小必須合理，否則穩壓效果很差或造成穩壓二極管過流而燒毀。因此，R最小值必須保證在輸入電壓達到最大、負載電流最小時，流過穩壓二極管電流小于最大穩壓電流，即=-=即限流電阻R阻值R10.4.2串聯穩壓電路二極管并聯穩壓電路效率低，僅適用負

18、載電流很小(十幾mA以下)的場合。當輸出電流較大時，可使用三極管擴流，如圖10-X所示。由于負載三極管串聯，因此稱為串聯穩壓電路。顯然輸出電壓=-。由于三極管BE結導通電壓=0.7V，基本不變，因此輸出電壓也基本不變。根據三極管基極電流與發射極電流關系，與穩壓二極管并聯穩壓電路相比，輸出電流被放大了(1+)。但圖10-X所示的串聯穩壓電路存在兩個明顯的缺點：(1)負載調整率不高，紋波系數較大，原因是缺少輸出采樣電路；(2)輸出電壓不可調。為此，還需要增加輸出電壓取樣電路以及誤差放大電路，如圖10-X所示。其中R1、R2構成了輸出電壓采樣電路，如果流過R2的電流三極管T2基極電流，則VB電位就認

19、為基本不變，因此=為進一步提高負載調整率，增加了小電容C3，這樣輸出電壓瞬時值直接加到誤差放大器的輸出端。當輸出電流較大時，T1需要大功率管，而大功率電流放大系數小，需要較大的基極驅動電流，為此在實際電路中，T1管往往是達林頓管或小、中、大功率的復合管，如圖10-X所示。其中T3為小功率PNP管，而T2為中功率NPN管，T1為大功率NPN管，等效于一個大功率的PNP管。為保證復合管工作在放大狀態，最小管壓降(即輸入與輸出之間壓差)=0.7+20=2.1V實際上此時調整管已處于臨界飽和狀態，實際上T3的CE壓降不能小于1.0V，否則穩壓效果很差，這就是一般串聯穩壓電源輸入輸出最小壓差在2.5V以

20、上的原因。顯然，管壓降越大，效率就越低。不過標準壓差穩壓電路采用三個復合管，電流放大系數很高，因此對地漏電流很小，如代表性產品LM78XX系列對地電流典型值為4.3mA，最大不超過10mA。為減小最小壓差，在輸出電流較小的穩壓電路中，采用電流放大系數較大的單個NPN代替兩個NPN管，獲得了串聯穩壓電路(QLDO)，如圖10-X(a)所示。在輸出電流只有100mA左右的小功率串聯穩壓電路中，甚至直接采用中功率PNP管作調整管，這樣即可獲得壓差小于1.0V的低壓差(LDO)穩壓電路，如圖10-X（b）所示。在準低壓差串聯穩壓電路中，最小管壓降=而在低壓差串聯穩壓電路中，最小管壓降=0.7V。在低壓

21、壓差穩壓電路中，為獲得較大輸出電流而采用大功率PNP管時，因電流放大系數小，對地漏電流較大。如代表性產品LM2940滿載(1A)時，對地漏電流高達45mA。10.5 開關電源.1開關電源概述開關電源體積小、效率高，輸出功能大，大致由下列電路組成。.1 DC-DC變換器基本電路及其工作原理1. 降壓式(Buck)變換器降壓式(Buck)DC-DC變換器原理電路如圖10-X所示，由開關管T(BJT功率管或MOS功率管)、續流二極管D、濾波電感L、濾波電容C組成。(a) 模型電路 (b)原理電路圖10-X Buck DC-DC變換器模型電路與原理電路在穩定狀態下，輸出電壓在PWM控制周期內近似認為不

22、變，則在T導通期間()電感L兩端電壓=-(忽略開關管飽和壓降)恒定，因此電感中的電流=(集電極電流)=+=+當t=時，達到最大值，PWM控制脈沖信號為0，開關管截止，電感電流通過二極管D形成回路繼續向負載供電。在忽略二極管壓降情況下，電感電壓就等于輸出電壓，因此電感電流=-從最大值線性下降。當達到最小值時，PWM控制脈沖信號為高電平，開關管導通，重復下一周期。因此電感電流、開關管集電極電流、續流二極管D電流波形如圖10-X所示。顯然，在開關管導通期間電感電流增加量與截止期間減小量相等(從磁通復位角度考慮，在導通期間電感電壓對時間t積分與截止期間電感電壓對時間t積分應該相等，即伏秒積相等換句話說

23、在穩定狀態，電感電壓平均值為0)，由此推導出=，其中T就是PWM控制信號的周期，而稱為PWM信號的占空比。由此看出控制輸出電壓大小的方式有以下兩種：在T不變情況下，控制導通時間，即可改變信號占空比。這就是常用的PWM(Pulse Width Modulation)方式。在不變情況下，改變控制信號周期T，同樣也能改變信號占空比。這就是所謂的PFM(Pulse Frequency Modulation)方式。當然，也可以同時采用PWM調制、PFM調制，即混合調制。例如，某些集成開關穩壓控制芯片，在負載較重時，采用PWM調制；而在負載較較輕時，采用PFM調制，以較小開關管的開關損耗。由于開關管工作在

24、大電流狀態下，飽和壓降較大；在輸出電壓較低情況下，續流二極管D上壓降也不能忽略(對于肖特基二極管來說，導通電壓約為0.3V，只有輸出電壓3.0V時，才能成立)。即=+ ；開關管導通期間=- ；開關管截止期間=可見，在占空比d=保持不變情況下，考慮了、情況下，輸出電壓將略有下降。電感電流模式當電感電流最小值0時，稱為電感電流連續模式。當電感電流最小值=0時，稱為電感電流臨界連續模式，臨界連續模式最大電流=在連續、臨界連續模式下，如果輸入電壓保持不變，顯然導通期間電感電流線性增加與截止期間電感電流線性減小兩直線段的斜率沒有變化，因此PWM信號的占空比沒有變化，如圖10-X中的a、b所示。當負載較輕

25、時，將縮短，增加(T不變)。由于截止期間電感電流線性減小的斜率不變，結果電感電流不再連續，如圖10-X中的c所示。由于在DC-DC降壓電路中，實際上很少使用單個NPN三極管作為開關元件，原因是控制信號Vcon幅度一定要大于輸出電壓uo，不方便。一般采用PNP與NPN復合管或P溝大功率MOS作開關管，如圖10-X所示。2. 升壓式(Boost)變換器升壓式(Boost)DC-DC變換器原理電路如圖10-X(a)所示，由開關管T（可采用NPN型三極管或N溝功率MOS管）、隔離二極管D(多為肖特基二極管)、儲能電感L與濾波電容C組成。當控制脈沖PWM為高電平時，開關管導通，隔離二極管D截止，如圖10

26、-X(b)所示。在忽略開關管飽和壓降情況下，電感兩端電壓=，可見電感電流線性增加(能量存儲過程)。=+當控制脈沖PWM為低電平時，開關管截止，隔離二極管D導通，如圖10-X(c)所示。在忽略二極管壓降情況下，電感兩端電壓=-，也是常數。因此，電感電流從最大值線性下降，即=-顯然，在開關截止期間，感應電動勢左負右正，因此輸出電壓=+，可見輸出電壓比輸入大，即實現了升壓功能。當電感電流下降到最小值時，控制信號又變為高電平，開關管T再次導通，重復下一個周期。升壓DC-DC變換器電流電壓波形如圖10-X所示。與降壓式DC-DC電路惟一區別是開關管導通時輸出電壓uo下降，而開關截止時輸出電壓uo上升。顯

27、然，在開關管導通期間電感電流增加量與截止期間減小量相等，由此推導出穩定狀態下，輸出電壓=由于d總是小于1，因此輸出電壓。考慮開關管飽和壓降、二極管D導通壓降時，輸出電壓=-可見對于升壓式變換器來說，占空比一般不能取太大，否則輸出電壓因的存在會大大下降。升壓式DC-DC變換電路中，可以使用大功率NPN(包括其復合)管、N溝MOS管作開關管，其中的隔離二極管也多采用肖特基二極管(低壓電路)或快恢復二極管(高壓電路)，無須也不能采用MOS管。3. 升壓(Boost)-降壓(Buck)式變換器升壓(Boost)-降壓(Buck)式變換器原理電路如圖10-X所示，由PNP型三極管或P溝功率MOS、肖特基

28、二極管D、儲能電感L與濾波電容C組成。當控制信號為低電平時，T管導通，續流二極管D截止。在忽略開關管飽和壓降情況下，電感兩端電壓=，可見電感L電流線性增加。=+當控制脈沖信號為高電平時，開關管截止，二極管D導通。在忽略二極管壓降情況下，電感兩端電壓=，也是常數。因此，電感電流從最大值線性下降，即=-當電感電流下降到最小值時，控制信號又變為低電平，開關管T再次導通，重復下一個周期。顯然，在開關管導通期間電感電流增加量與截止期間減小量相等，由此推導出=可見：當d0.5時，0.5時，即實現了升壓功能，且該電路輸出電壓極性與輸入電壓相反。波形如圖10-X所示。考慮開關管飽和壓降、二極管D導通壓降情況下

29、，輸出電壓=4. 單端反激隔離式DC-DC變換器(FLYBACK REGULATOR)單端反激隔離式是最常用的DC-DC變換器，其特點是：(1)輸入/輸出隔離；(2)次級變壓器可以單圈也可以是多圈，能獲得具有不同輸出電壓的穩壓電源，甚至極性相反的負電源。當三極管Q基極為高電平時，三極管導通，變壓器次級線圈電壓極性上負下正，二極管D截止，變壓器初級等效于一個儲能電感(類似與Buck變換器)，次級線圈中電感電流=三極管集電極電流線性增加，在t=達到最大，此時變壓器存儲的能量也達到最大。當三極管Q基極驅動信號為低電平時，三極管截止，變壓器次級線圈感應電壓極性上正下負，二極管D導通，存儲的能量向負載釋

30、放。在特定應用電路中，可能需要在輸入與輸出之間加接一個容量為102103的Y安規電容，避免輸入與輸出之間出現靜電高壓。5. 半橋式隔離式DC-DC變換器6. 全橋式隔離式DC-DC變換器7. 互補推挽式DC-DC變換器 常用DC-DC變換器控制芯片1. 降壓式DC-DC控制芯片降壓式DC-DC控制芯片很多，如LM2575/2576(頻率為52KHz)、LM259X系列(頻率為150KHz)、LM2830(頻率為為1.6MHz/3.0MHz)等。下面以LM2596控制芯片為例，介紹利用DC-DC穩壓芯片構成穩壓器的設計步驟：設計目標：輸出電壓為13.2V、最大負載電流為2A、市電電壓變化范圍在1

31、75265V之間。需要確定的參數：變壓器輸出電壓(有效值)與輸出功率、濾波電容容量。(1) 選擇LM2596種類與確定電原理圖：由于輸出電壓為13.2V，只能選擇輸出電壓可調的LM2596-ADJ，電路如圖10-X所示。圖10-X LM2596穩壓電路(2) 確定電阻、。LM2596輸出電壓=，其中為反饋輸入端的基準電壓，典型值為1.23V。因此=根據反饋端輸入電流以及、的取值范圍，當R2取15K時，R1應為1.54K(取標準值值K，然后通過并聯電阻，通過計算可知，時與計算值最接近)。當=15K，=2.0K，=6.8K時，輸出電壓=13.17V，與設計值偏差約為0.2%，完全滿足設計要求。(3

32、) 根據LM2596參數，估算最低輸入電壓。對于降壓式DC-DC穩壓芯片來說，=。當輸入電壓下降時，占空比d升高。當d最大取0.9時，對應的輸入電壓稱為最小輸入電壓=(4) 根據市電范圍，估算正常情況下電容濾波電路最小輸出電壓。當變壓器輸入電壓下降時，其輸出電壓將近似等比例下降，進而電容濾波輸出最小電壓也等比例下降。在本例中，最小市電電壓為175V，與正常情況下的220V相比偏離即在正常情況下，電容濾波最小輸出電壓=(5) 根據LM2596效率與輸入電壓關系以及電容濾波電路特征，計算變壓器輸出電壓與濾波電容參數。LM2596效率與輸入電壓關系如圖10-X所示，可見當輸出電壓為13V時，輸入電壓在1935V之間效率較高。圖10-X 輸入電壓與效率關系2A。當輸入電壓為19V時，LM2596變換器效率約為90%。即輸入穩壓器芯片的實際功率為=29.3W。因此電容濾波電路等效負載=根據電容濾波特征，濾波電容=(35)=2400uF4030uF，取標準值3300uF(相應地=)。根據電容濾波最大輸出電壓、最小輸出電壓與平均電壓關系=由此估算變壓器輸出電壓有效值=18.5V。考慮到滿載時，變壓器次級線圈上壓降會增加。根據經驗，變壓器實際輸出電壓應比計算值高5%。因此，變壓器輸出電壓有效值取18.5(1+0.05)，即19.5V。變壓器功率估算：考慮到工頻變壓器