1、 課 件 新型數(shù)字調制 通信原理（第7版）第8章樊昌信 曹麗娜 編著正交振幅調制 （QAM）最小移頻鍵控（MSK）高斯最小移頻鍵控（GMSK）正交頻分復用（OFDM） 本章內容: 第7章 數(shù)字調制 第8章 新型數(shù)字調制 正交振幅調制 （QAM）8.1 （Quadrature Amplitude Modulation，QAM）一種振幅振幅和相位相位聯(lián)合鍵控的數(shù)字調制技術 所有信號點所有信號點（）平均分布在同平均分布在同一個圓周上。圓周半徑等于信號幅度。一個圓周上。圓周半徑等于信號幅度。l 觀察觀察MPSK的星座圖：的星座圖：l 在信號幅度相同（即功率相等）條件下：在信號幅度相同（即功率相等）條件

2、下： 進制數(shù)進制數(shù) M 增加增加，星座圖上相鄰信號點的，星座圖上相鄰信號點的距離距離越小越小 這這意味著在相同噪聲條件下，系統(tǒng)的意味著在相同噪聲條件下，系統(tǒng)的誤碼率誤碼率增大增大n 需求背景需求背景問題引出 如何增大距離，以減小誤碼率呢 ？Q&A針對問題解決途徑 M 增加，距離越來越小 增大相鄰信號點間的距離增大圓周半徑半徑（信號功率功率 ）來增大相鄰信號點的距離距離，l 容易想到的一種辦法：-往往會受發(fā)射功率的限制。解決途徑在不增大圓半徑基礎上（即不增加信號功率）， 重新安排信號點的位置，以增大相鄰信號點的距離。正交振幅調制 QAM : 一種把 ASK 和 PSK 結合起來的調制方式

3、。 l 一種更好的設計思想：l 這種思想的可行性方案：振幅 和 相位 聯(lián)合鍵控的調制方式。(星座結構)設計思想 QAM是一種是一種振幅振幅和和相位相位聯(lián)合鍵控的調制方式，其頻聯(lián)合鍵控的調制方式，其頻譜利用率高，抗噪聲性能優(yōu)于譜利用率高，抗噪聲性能優(yōu)于MPSK，在中大容量數(shù)字在中大容量數(shù)字微波通信系統(tǒng)、有線電視網(wǎng)絡高速數(shù)據(jù)傳輸、衛(wèi)星通微波通信系統(tǒng)、有線電視網(wǎng)絡高速數(shù)據(jù)傳輸、衛(wèi)星通信等領域獲得廣泛應用。信等領域獲得廣泛應用。M1M20.473AdA2MM2sin0.3916dAA 16QAM信號 16PSK信號最大振幅同為AM最小距離此此最小距離最小距離代表代表噪聲容限噪聲容限的大小。的大小。n

4、舉例舉例 對比對比最小距離 噪聲容限噪聲容限越越大大，抗噪聲性能就越，抗噪聲性能就越強強。21dd l d2超過超過d1約約1.57 dB（最大功率（最大功率(振幅振幅)相等條件下）相等條件下）l d2超過超過d1約約4.12 dB（平均功率相等條件下）（平均功率相等條件下） 16QAM是最具有代表性的是最具有代表性的MQAM信號，此外：信號，此外： 表明表明：16QAM 比16PSK 的的噪聲容限噪聲容限大，大，抗噪能力抗噪能力強強。 比較：比較：M=4時，時，QPSK信號就是一種最簡單的信號就是一種最簡單的QAM信號信號 64QAM信號矢量圖信號矢量圖256QAM信號矢量圖信號矢量圖 注：

5、注： QAM星座圖除星座圖除方型方型結構外，還有結構外，還有星型星型或其他結構或其他結構M=64、256時，時，QAM信號的星座圖：信號的星座圖： 若信號功率相同，選擇信號點間若信號功率相同，選擇信號點間距離最大距離最大的結構，的結構， 若最小距離相同，選擇平均若最小距離相同，選擇平均功率最小功率最小的星座結構。的星座結構。 振幅環(huán)個數(shù)：應振幅環(huán)個數(shù)：應少少，有利于實現(xiàn)自動增益控制；，有利于實現(xiàn)自動增益控制； 相位的個數(shù)：應相位的個數(shù)：應少少，有利于實現(xiàn)載波相位跟蹤。，有利于實現(xiàn)載波相位跟蹤。n 星座結構不僅影響到已調信號的功率譜特性，不僅影響到已調信號的功率譜特性， 而且影響已調信號的解調及

6、其性能。而且影響已調信號的解調及其性能。n 設計準則星座結構影響系統(tǒng)性能！2種振幅值種振幅值8種相位值種相位值3種振幅值種振幅值12種相位種相位方型方型16QAM 星型星型16QAMl在多徑衰落信道中，信號振幅和相位取值越多，受到的在多徑衰落信道中，信號振幅和相位取值越多，受到的影響越大，因而影響越大，因而星型星型 比比方型方型更具有吸引力。更具有吸引力。l但但方型方型星座的星座的QAM信號的產生與接收更易實現(xiàn)。信號的產生與接收更易實現(xiàn)。 在 QAM 中，載波 的振幅和相位同時受基帶信號控制，因此， 它的一個碼元可表示為：展開為： MQAM信號可由兩路載波正交的信號可由兩路載波正交的 ASK信

7、號疊加而成信號疊加而成式中： Xk = Akcosk，Yk = -Aksink Ak、k、 Xk和Yk分別可以取多個離散值n 16QAM信號的產生信號的產生表明：M( )cos()kkcke tAt(1)BBkTtkT ( )cossinkkckce tXtYtAMu正交調幅法： 用兩路正交的用兩路正交的4ASK信號疊加，即可形成信號疊加，即可形成 16QAM信號。信號。 方形方形 MQAM 利用兩個利用兩個同頻正交同頻正交載波載波 在在同一帶寬內同一帶寬內 實現(xiàn)了實現(xiàn)了 兩路并行兩路并行的的 L ASK信號的傳輸。信號的傳輸。 LM X (t) 和和Y (t)分別與相互正交的兩路載波相乘（調

8、制），形成兩路分別與相互正交的兩路載波相乘（調制），形成兩路互為互為正交正交的的4ASK信號，最后將兩路信號信號，最后將兩路信號相加相加即可得到即可得到16QAM信號。信號。 輸入的二進制序列（每輸入的二進制序列（每4個個“abcd”比特為一組）經(jīng)過比特為一組）經(jīng)過串串/并并變換器變換器輸出輸出速率減半速率減半的兩路的兩路并行并行序列（上支路序列（上支路ac和下支路和下支路bd）；然后分別經(jīng)）；然后分別經(jīng)過過2- 4電平變換，形成電平變換，形成4電平電平基帶信號基帶信號X (t) 和和Y (t)。u復合相移法： 用兩路獨立的用兩路獨立的QPSK信號疊加，即可形成信號疊加，即可形成 16QAM信

9、號。信號。AMAM 大大圓上的圓上的4個個紅紅點點表示表示第一個第一個QPSK信號矢量的信號矢量的位置。位置。 在這在這4個位置上可以疊個位置上可以疊加上第二個加上第二個QPSK矢量，矢量，后者的位置用虛線后者的位置用虛線小小圓圓上的上的4個小黑點表示。個小黑點表示。 由于由于16QAM信號的信號的16個信號點在水平軸和垂直軸上個信號點在水平軸和垂直軸上投影的電平數(shù)均有投影的電平數(shù)均有4個（個（+3、+1、-1、-3），對應低通濾），對應低通濾波器輸出的波器輸出的4電平基帶信號，因而電平基帶信號，因而4電平判決器應有電平判決器應有3個判個判決電平：決電平：+2、0、-2。 n 16QAM信號的

10、解調信號的解調正交相干解調正交相干解調 4 電平判決器對電平判決器對 4 電平基帶信號進行判決和檢測，再電平基帶信號進行判決和檢測，再經(jīng)經(jīng) 4-2 電平轉換和電平轉換和 并并/串串 變換器最終輸出二進制數(shù)據(jù)。變換器最終輸出二進制數(shù)據(jù)。以上兩式適用于其他線性數(shù)字調制信號。以上兩式適用于其他線性數(shù)字調制信號。MQAM222logbBRBRM MQAM22112loglog(bps/Hz)22bRLMB MQAM利用兩個利用兩個同頻正交同頻正交載波在載波在同一帶寬同一帶寬內實現(xiàn)了內實現(xiàn)了兩兩路并行路并行的的LASK信號的傳輸，信號的傳輸， MQAM的的頻帶利用率頻帶利用率:n MQAM信號的信號的譜

11、零點帶寬譜零點帶寬2(1)(1)logbBRBRM頻帶利用率： 2blog(1)M（bps/Hz） 以上兩式也適用于其他線性數(shù)字調制信號。以上兩式也適用于其他線性數(shù)字調制信號。 l在實際中，往往需要對2-L電平轉換后的L電平基帶信號 進行脈沖成形濾波，以抑制已調信號的帶外輻射。l脈沖成形濾波器通常是滾降系數(shù)為的升余弦濾波器。這時，MQAM信號的帶寬:最小頻移鍵控（MSK）8.2 2FSK的改進型n 問題引出問題引出：l鍵控鍵控2FSK缺點：相位不連續(xù)、占用頻帶寬和功率譜缺點：相位不連續(xù)、占用頻帶寬和功率譜旁瓣衰減慢等。旁瓣衰減慢等。l OQPSK和和/4-QPSK雖然不會像雖然不會像QPSK那

12、樣發(fā)生那樣發(fā)生180相位突變，但未根本解決相位突變，但未根本解決包絡起伏包絡起伏問題。問題。 相位不連續(xù)引起相位不連續(xù)引起l MPSK（ 如QPSK）缺點：載波相位突變（）缺點：載波相位突變（ 180 ） 旁瓣大（頻譜擴展）旁瓣大（頻譜擴展）干擾鄰道干擾鄰道 ；包絡起伏包絡起伏大大 。n 究其原因究其原因：需求背景23n 解決途徑解決途徑：改善已調波的相位路徑改善已調波的相位路徑 已調波的頻譜特性與相位路徑密切相關！（恒包絡調制技術 的發(fā)展思路 ）采用相位連續(xù)變化的調制方式采用相位連續(xù)變化的調制方式CPMMSK就是一種就是一種包絡恒定包絡恒定、相位連續(xù)相位連續(xù)、頻差頻差最小，最小，并且嚴格正交

13、正交的2FSK（CPFSK）信號。正交正交兩個頻率的信號不相關，即兩個頻率的信號不相關，即10cos2cos2f ttf和的互相關系數(shù)的互相關系數(shù) 0 0 因此，因此，MSK 稱為最小頻移鍵控，稱為最小頻移鍵控， 又稱快速頻移鍵控（FFSK，F(xiàn)ast FSK）。頻差最小意味占用帶寬最小、 調制指數(shù)最小：h=0.5 它相比它相比OQPSK 和和QPSK ，功率譜更為集中，即，功率譜更為集中，即 旁旁瓣衰減更快，對鄰道干擾小，適用于移動通信適用于移動通信。25”時發(fā)送“”時發(fā)送“010011)cos()cos()(tAtAteB)cos()cos(Tdttt000110B)cos()cos(Tdt

14、tt0010101010218.2.1 正交2FSK信號的最小頻率間隔 設設 2FSK信號碼元的表示式為信號碼元的表示式為 欲滿足欲滿足正交正交條件，則要求互相關系數(shù)條件，則要求互相關系數(shù)即要求即要求001010101010101010101)()sin()()sin()sin()sin(BBTT上式積分結果為上式積分結果為若設若設 1+ 0 1，則上式左端第，則上式左端第1和和3項項0，故有，故有0101010101)cos(sin()sin()cos(BBTT由于由于 1和和 0是任意常數(shù)，故必須同時有是任意常數(shù)，故必須同時有001BT)sin(101BT)cos(上式才等于零上式才等于零

15、mTB201)(BTmff/01應當令應當令即要求即要求當取當取m = 1時，滿足時，滿足正交正交條件的條件的最小頻率間隔：最小頻率間隔：BTff/min101 上面討論中，假設上面討論中，假設初始相位初始相位1 1和和0 0是任意的，它是任意的，它在接收端無法預知，因此只能采用在接收端無法預知，因此只能采用非非相干相干接收方法。接收方法。 注意注意：對于對于相干接收相干接收，則要求初始相位是確定的，在接收端，則要求初始相位是確定的，在接收端是預知的，這時可令是預知的，這時可令1 - 0 = 0。 于是，下式于是，下式001BT)sin(BTnff201/可化簡為可化簡為0101010101)

16、cos(sin()sin()cos(BBTT即僅要求即僅要求相干接收相干接收時，保證時，保證正交正交的的2FSK信號的信號的最小頻率間隔：最小頻率間隔：BTff2101/min8.2.2 MSK信號的基本原理BBkBkckTktkTtTatte)()cos()(121 MSK信號的頻率間隔信號的頻率間隔MSK信號第信號第k個碼元表示：個碼元表示：k- -保證在保證在t=kTB時刻信號相位連續(xù)而加入的時刻信號相位連續(xù)而加入的相位常數(shù)。相位常數(shù)。 頻偏；-BkTa2這里這里TB=Tbc -載頻；載頻； TB - -碼元寬度；碼元寬度；ak = 1（對應輸入碼元（對應輸入碼元“1”和和 “0”）；）

17、；BBkBkckTktkTtTatte)()cos()(12當輸入碼元“1”時 (ak = +1) ，碼元頻率 f1= fc + 1/(4TB)當輸入碼元“0”時 (ak = - 1) ，碼元頻率 f0= fc - 1/(4TB)BTfff2101/最小頻差最小頻差:調制指數(shù)調制指數(shù):0.51/BfhT121201kkkkkatfatfte當當),cos(),cos()()/()/(BBTffTffcc4141012 MSK碼元中波形的周期數(shù)碼元中波形的周期數(shù)可改寫為可改寫為式中式中BBkBkckTktkTtTatte)()cos()(12B)cos()cos(Tkkdttftf001022M

18、SK信號應滿足信號應滿足正交正交條件：條件：N 正整數(shù)正整數(shù)由此推出由此推出 表明表明：MSK信號在每個碼元周期內必須包含信號在每個碼元周期內必須包含四分之一四分之一 載波周期的整數(shù)倍。載波周期的整數(shù)倍。B1, 2, 3, .4cnfnTB1()1, 2, 3, .44cBnmfNmTTB4cnTT 還可寫成還可寫成 或或1BB0BB1114411144ccmffNTTmffNTT并有并有 014141TmNTmNTBT1 = 1 / f1T0 = 1 / f0含義：一個碼元時間含義：一個碼元時間TB內包含的正弦波周期數(shù)。內包含的正弦波周期數(shù)。兩種碼元包含的正弦波數(shù)均相差兩種碼元包含的正弦波數(shù)

19、均相差1/2個周期。個周期。 當當 N =1，m = 3 時時 “1”的一個碼元內有的一個碼元內有 2 個正弦波周期。個正弦波周期。 “0”的一個碼元內有的一個碼元內有1.5個正弦波周期。個正弦波周期。014141TmNTmNTB例如3 MSK信號的信號的相位連續(xù)性相位連續(xù)性 前前一碼元一碼元末尾末尾的相位的相位 = 后后一碼元一碼元起始起始的相位的相位n 相位連續(xù)條件相位連續(xù)條件: :即在碼元轉換時刻即在碼元轉換時刻 t=kTB，滿足：，滿足：111112kkkkkkkkkaakaaaak,)(1 -k相位約束條件相位約束條件。據(jù)此確定初相。據(jù)此確定初相 k，使相位連續(xù)。，使相位連續(xù)。)(m

20、od,20 或kl 若設若設k-1的初始參考值等于的初始參考值等于0，則，則( )cos(2)kkkcBe ttatT-11BB22kkkkaaTT=B BB Bk kT Tk kT TB BB Bk kT T t t ( (k k + +1 1) )T Tn MSK信號的相位信號的相位路徑路徑: :l第第k個碼元的附加相位：個碼元的附加相位： BBkBkckTktkTtTatte)()cos()(12 斜率斜率 截距截距 直線方程直線方程B(1)( )2kkBBkatkTkTTtt 若若ak =+1，則，則k(t) 線性線性增增加加 /2l 任一任一TB內內下圖若若ak = -1，則，則 k

21、(t) 線性線性減減小小 /237l 附加相位附加相位k(t)的路徑示例：的路徑示例：-1 -1 +1 -1 +1 +1 -1 +10 0 1 0 1 1 0 1 在碼元轉換時刻，在碼元轉換時刻，MSK信號的附加相位信號的附加相位是是連續(xù)連續(xù)的！的！可見：可見：38TB3TB5TB9TB7TB11TB0k(t)l 附加相位附加相位k(t)的全部可能路徑：的全部可能路徑：上例上例 0 0 1 0 1 1 0 139TB3TB5TB9TB7TB11TB0k(t)l 模模2 運算后的附加相位路徑：運算后的附加相位路徑： 設發(fā)送數(shù)據(jù)序列為設發(fā)送數(shù)據(jù)序列為 0010110101，采用，采用MSK方式傳輸

22、，方式傳輸，碼元速率為碼元速率為 1200Baud，載波頻率為，載波頻率為2400Hz。 （1）試求）試求“0”符號和符號和“1”符號對應的頻率；符號對應的頻率； （2）畫出）畫出 MSK信號時間波形；信號時間波形； （3）畫出）畫出 MSK信號附加相位路徑圖（初始相位為信號附加相位路徑圖（初始相位為0）。）。（1）設）設“0”對應對應 f0 ，“1” 對應對應 f1，則有，則有解解例例0cs112002 4002100Hz44ffT1cs112002 4002700Hz44ffT4TB4TB（2）MSK信號時間波形如圖所示：信號時間波形如圖所示：TBTB正弦波）正弦波）（3）MSK信號附加相

23、位路徑圖：信號附加相位路徑圖：可見：在碼元轉換時刻，可見：在碼元轉換時刻，MSK信號的相位信號的相位是是連續(xù)連續(xù)的。的。4 MSK信號的信號的正交表示法正交表示法）（BBkBkckTktkTtTatte)()cos()(12進行展開，表示成頻率為進行展開，表示成頻率為fc的兩個正交分量：的兩個正交分量： 將將MSK信號信號( )cos()cossin()sin22kkkkckcBBaae tttttTTcoscossinsincos22sincoscossinsin22kkkkcBBkkkkcBBatattTTatattTT( )cos()cossin()sin22cocosskccBkBkk

24、tte tttTxTa)(mod,20 或k10kkcos,sin1kaBkBkBBkTtatTaTttTa2222sinsin,coscos及以及以及cos()cossin()sin22cBBkcktttTqTptcos1kkp cos1kkkkkapaq 正交分量(Q)同相分量( I )則則由式由式可知可知( )cos()cossin()sin22kccBkBktte tttTTpqcos1kkp cos1kkkkkapaq l 僅當僅當 ak ak-1，且，且k為奇數(shù)為奇數(shù) 時，時，pk才改變：才改變：pk = - pk-1l 僅當僅當 ak ak-1，且，且k為偶數(shù)為偶數(shù) 時，時，qk

25、才改變：才改變：qk = -qk-1111112kkkkkkkkkaakaaaak,)(1 -kl pk和和qk不可能同時改變不可能同時改變l pk和和ak同時改變時，同時改變時， qk =ak pk不改變不改變46l 同相同相支路支路( (I ) )數(shù)據(jù)和正交支路（數(shù)據(jù)和正交支路（Q）數(shù)據(jù)每隔）數(shù)據(jù)每隔2TB秒秒 才才有可能改變符號，有可能改變符號， 且且I 支路與支路與Q支路的碼元在時間上錯開支路的碼元在時間上錯開TB。l pk在在cos( t/2Ts)的過零點處才可能改變；的過零點處才可能改變；l qk在在sin ( t/2TB)的過零點處才可能改變；的過零點處才可能改變；l 因此，加權

26、函數(shù)因此，加權函數(shù)cos( t/2TB)和和sin ( t/2TB)都是正負符都是正負符號不同的半個正弦波周期。這樣就保證了波形的連續(xù)性號不同的半個正弦波周期。這樣就保證了波形的連續(xù)性。 設設k = 0時為初始狀態(tài)，輸入序列時為初始狀態(tài)，輸入序列 ak： +1， -1，+1，-1， -1， +1， +1， -1，+1 k01 23456789t(0, TB)(TB, 2TB)(2TB, 3TB)(3TB, 4TB)(4TB, 5TB)(5TB, 6TB)(6TB, 7TB)(7TB, 8TB)(8TB, 9TB)(9TB,10TB)ak+1+1-1+1-1-1+1+1-1 1bk+1+1-1-

27、1+1-1-1-1+1+1k0000pk+1+1+1-1-1-1-1-1-1+1qk+1+1-1-1+1+1-1-1+1+1由此例可見，由此例可見，pk和和qk不可能同時改變符號。不可能同時改變符號。n MSK信號舉例信號舉例u取值表取值表這里這里TB=Tb 可見：可見：MSK信號波信號波形相當于一種特殊形相當于一種特殊的的OQPSK信號波形，信號波形，其正交的兩路碼元其正交的兩路碼元也是偏置的，特殊也是偏置的，特殊之處主要在于其包之處主要在于其包絡是正弦形，而不絡是正弦形，而不是矩形。是矩形。a0a1a2a3a4a5a6a7a8a9akTB0t+1-1 TB 2TB 3TB 4TB 5TB

28、6TB 7TB 8TB 9TB 10TBt(mod 2)0+1tqk-10+1-1pkt00MSK信號t0qksin(t/2TB)sinctt0pkcos(t/2TB)cosctt2 TB0qksin(t/2TB)t0pkcos(t/2TB)u波形圖波形圖8.2.3 MSK信號的產生與解調1 MSK信號的產生方法信號的產生方法( )cos()cossin()sin(1)22kccBBBBkktte tttkTtpqkTTT （）差分差分編碼編碼串串/并并變換變換振蕩振蕩f=1/4TB振蕩振蕩f=fc移相移相/2移相移相/2cos(t/2TB)qkpkqksin(t/2TB)sin(t/2TB)

29、cosctsinctakbk帶通帶通濾波濾波MSK信號信號-pkcos(t/2TB)cosctqksin(t/2TB)sinctpkcos(t/2TB)2 MSK信號的解調方法信號的解調方法多種。多種。如同如同2FSK,可以采用相干或非相干解調；可以采用相干或非相干解調；鑒頻器解調法，鑒頻器解調法，相關接收法等。相關接收法等。n 延時判決相干解調法延時判決相干解調法 考察考察k = 1和和k = 2的兩個碼元。設的兩個碼元。設1(t) = 0，則，則在在t 2TB時，時，k(t)的相位可能為的相位可能為0或或，見，見圖圖 A。將這部分放大為將這部分放大為圖圖 B：u原理原理圖圖Bk(t)TB2

30、TBTB3TB5TB9TB7TB11TB0k(t)圖圖Al在解調時，若用在解調時，若用cos(ct + /2)作為相干載波與作為相干載波與MSK信號相乘，則得到信號相乘，則得到:)(costtkc)/cos(2tc)(cos)(cos2221221tttkck)(sin2)(cos0ttvkkl低通濾波，并去掉常數(shù)低通濾波，并去掉常數(shù)(1/2)后，得到輸出電壓：后，得到輸出電壓：l 按照輸入碼元按照輸入碼元ak的取值不同，的取值不同， v0的軌跡圖如下：的軌跡圖如下：v0(t)TB2TB若輸入的兩個碼元若輸入的兩個碼元:則則 k(t)在在(0 t 2TB)的值：的值：“+1, +1” 或或“+

31、1, -1”“-1，+1”或或“-1，-1”為為正正為為負負按照此法，在按照此法，在TB t 3TB期間積分，期間積分， 就能判斷就能判斷 第第 2 個個 接收碼元的值，依此類推。接收碼元的值，依此類推。若在若在(0 t 2TB)期間對期間對 積分，則積分，則)(sintvk0積分結果為積分結果為正值正值，說明第，說明第1個接收碼元為個接收碼元為“+1”積分結果為積分結果為負值負值，說明第，說明第1個接收碼元為個接收碼元為“-1”55 圖中兩個積分判決器的積分時間長度均為圖中兩個積分判決器的積分時間長度均為2TB，但是錯開時間但是錯開時間TB。上上支路的積分判決器先給出支路的積分判決器先給出第

32、第2i個個碼元碼元輸出，然后輸出，然后下下支路給出支路給出第第(2i+1)個個碼元輸出。碼元輸出。載波提取載波提取積分判決積分判決解調輸出解調輸出MSK信號信號(2i-1)TB， (2i+1)TB積分判決積分判決2iTB， 2 (i+1)TB此法利用前后兩個碼元的信息對于前一個碼元作判決，故此法利用前后兩個碼元的信息對于前一個碼元作判決，故可以提高數(shù)據(jù)接收的可靠性。可以提高數(shù)據(jù)接收的可靠性。u方框圖方框圖8.2.4 MSK信號的功率譜2222161232BccsTffTffTfP)()(cos)(BB注意注意: 圖中橫坐標是以載頻為中心畫的，即橫坐標代表圖中橫坐標是以載頻為中心畫的，即橫坐標代

33、表(f fc) 可見可見：與：與QPSK 和和OQPSK相比相比，MSK的的譜密度更為集中，即旁譜密度更為集中，即旁瓣下降得更快，故對相瓣下降得更快，故對相鄰頻道的干擾較小。鄰頻道的干擾較小。歸一化歸一化 單邊功率譜密度單邊功率譜密度Ps(f)：（平均功率 1 W時） l包含包含90信號功率的帶寬近似值為：信號功率的帶寬近似值為： 對于對于QPSK、OQPSK、MSK： B 1/TB Hz對于對于BPSK： B 2/TB Hzl包含包含99信號功率的帶寬近似值為：信號功率的帶寬近似值為：對于對于 MSK： B 1.2/TB Hz對于對于 QPSK及及OQPSK： B 6/TB Hz對于對于 B

34、PSK： B 9/TB Hz 由此可見，由此可見，MSK信號的帶外功率下降非常快。信號的帶外功率下降非常快。計算表明計算表明8.2.5 MSK信號的誤碼性能l MSK信號是用極性相反的半個正（余）弦波形去調制兩個正交的載波。l 因此，當用匹配濾波器分別接收每個正交分量時，MSK信號的誤比特率性能和2PSK、QPSK及及OQPSK等的性能一樣。l 但是，若把它當作FSK信號用相干解調法在每個碼元持續(xù)時間TB內解調，則其性能將比2PSK信號的性能差3dB。 l信號的包絡恒定；信號的包絡恒定；l在碼元轉換時刻，信號的相位連續(xù)；在碼元轉換時刻，信號的相位連續(xù)；l信號的頻偏等于信號的頻偏等于1/4TB，

35、調制指數(shù)調制指數(shù)h=0.5；l在一個碼元期間，附加相位線性變化在一個碼元期間，附加相位線性變化/2；l 在每個碼元周期內必須包含在每個碼元周期內必須包含1/4 載波周期的整數(shù)倍；載波周期的整數(shù)倍；l 兩種碼元包含的正弦波數(shù)均相差兩種碼元包含的正弦波數(shù)均相差1/2個周期；個周期；l功率譜密度的主瓣較功率譜密度的主瓣較QPSK寬，但滾降速率較快。寬，但滾降速率較快。 MSK信號的主要特點；信號的主要特點；歸納歸納l移動通信移動通信系統(tǒng)系統(tǒng)要求要求：信號譜的：信號譜的旁瓣旁瓣相對于相對于主瓣峰值主瓣峰值應應低于低于60 70dB。l盡管盡管MSK信號具有較好的頻譜特性和誤碼性能，信號具有較好的頻譜特

36、性和誤碼性能， 但但仍不能滿足此要求。仍不能滿足此要求。l因此，需要對因此，需要對MSK的帶外頻譜特性進行改進，的帶外頻譜特性進行改進， 使其使其衰減速度加快。衰減速度加快。進一步改進GMSKGMSK的功率譜密度比MSK的更加集中，旁瓣進一步降低，能滿足蜂窩移動通信環(huán)境下對帶外輻射的嚴格要求。在MSK調制之前，用一個高斯型低通濾波器對矩形的輸入基帶信號進行預處理，這種體制稱為GMSK。8.2.6 高斯最小頻移鍵控(GMSK)（Gaussian Filtered Minimum Shift Keying，GMSK）n 高斯型低通濾波器高斯型低通濾波器22( )exp()H ff2( )exph

37、ttln2 10.5887=2BBB濾波器的濾波器的3dB帶寬帶寬BTb歸一化歸一化3dB帶寬帶寬l 傳遞函數(shù)傳遞函數(shù)l 沖激響應沖激響應6262BTb越小，輸出脈沖的寬度越大，越小，輸出脈沖的寬度越大，ISI越嚴重。越嚴重。讓一個高為讓一個高為1，持續(xù)時間為，持續(xù)時間為(-Tb/2 +Tb/2)的的矩形方波矩形方波通過該濾波器，則其輸出通過該濾波器，則其輸出脈沖脈沖g(t)在在Tb/2變得圓滑。變得圓滑。l高斯濾波器的矩形脈沖響應高斯濾波器的矩形脈沖響應n GMSK信號的相位路徑信號的相位路徑可見：消除了可見：消除了MSK相位路徑在相位路徑在碼元轉換時刻碼元轉換時刻的相位轉折點的相位轉折點

38、沒有沒有相位相位轉折點，轉折點，該時刻的該時刻的導數(shù)導數(shù)也是連續(xù)的，即信號也是連續(xù)的，即信號的的頻率頻率不會突變，這將使信號譜的旁瓣衰減更快。不會突變，這將使信號譜的旁瓣衰減更快。64n GMSK信號信號的的功率譜密度的的功率譜密度BTb越小，越小，功率譜的衰降越快功率譜的衰降越快BTb越小，越小，輸出脈沖寬度越大，輸出脈沖寬度越大，ISI越嚴重。越嚴重。 GMSK的的缺點缺點 GMSK的的優(yōu)點優(yōu)點在第二代 移動通信系統(tǒng)（GSM）中，采用BTb = 0.3的GMSK調制。65 正交頻分復用（OFDM）8.3 一種多載波調制技術（Orthogonal Frequency Division Mul

39、tiplexing ） 具有較強的抗多徑傳播和抗頻率選擇性衰落的能力以及較 高的頻譜利用率，在高速無線通信系統(tǒng)中得到了廣泛應用。多載波調制 它是將需要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流調制到單個載波上進行傳送，前面介紹的各種數(shù)字調制方式都屬于單載波體制。 問題引出n單載波調制單載波調制8.3.1 概述存在問題存在問題單個載波上 它是將需要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流調制到單個單個載波上進行傳送，前面介紹的各種數(shù)字調制方式都屬于單載波體制。 問題引出n單載波調制單載波調制8.3.1 概述|C(f)|tffBTB 高速數(shù)據(jù)信號的碼元持續(xù)時間TB 短，但占用帶寬B大 信道特性|C(f)|不理想，將產生碼間串擾 ISI。 存在問題存在問題

40、|C(f)|信道最大多徑遲延差 TB max ，產生頻率選擇性衰落。 需復雜的均衡68NTBtfB/N 解決途徑 信道信道 N個個子信道子信道，高速，高速 N 路路 低速低速子子數(shù)據(jù)流，數(shù)據(jù)流， 分別調制到各子載波上分別調制到各子載波上并行并行傳輸。傳輸。n多載波調制多載波調制串/并分成 帶寬: Bi = B/N 碼元持續(xù)時間: Ti = NTB 數(shù)據(jù)傳輸速率: Ri = RB/N信道最大多徑遲延max 子信道子信道|C(f)|tffBTBBTBn 正交頻分復用（正交頻分復用（OFDM） 一類多載波并行調制體制 將高速數(shù)據(jù)流分散調制到多個子載波上并行傳輸，從而使各子 載波的信號速率大為降低；

41、子信道上的信號帶寬信道的相關帶寬， 每個子信道上可看成是平坦性衰落，從而可消除ISI 、提高抗多徑和抗衰落的能力。 各路子載波的已調信號頻譜有1/2重疊 提高了頻率利用率和總傳輸速率； 特點設計思想子信道的均衡也相對容易 各路已調信號是嚴格正交的 便于接收端分離各路信號，減少子信道之間的相互干擾（ICI）； 每路子載波的調制制度可以不同根據(jù)每個子載波處信道特性的優(yōu)劣不同采用不同的體制。 對信道產生的頻率偏移和相位噪聲很敏感； 信號峰值功率和平均功率的比值較大，這將會降低射頻功率放大器的效率； 對同步要求嚴格。 缺點：8.3.2 OFDM的基本原理n 表 示 式l 設OFDM系統(tǒng)中有N個子信道，

42、每個子信道采用的子載波為：12102-)cos()(NktfBtxkkkk，式中，Bk 、fk、k 分別為 第k路子載波的振幅、頻率、初始相位； Bk 受基帶碼元的調制。則此系統(tǒng)中的 N 路子信號之和為：10102NkkkkNkktfBtxte)cos()()(l 可改寫成：102BNktfjkkkete)()(式中，Bk是一個復數(shù)，為第k路子信道中的復輸入數(shù)據(jù)。022210dttfftffikikTikikB)(cos()(cos(即n 正交條件l 為了使這 N 路子信道信號在接收時能夠完全分離，要求它們滿足正交條件。在TB內，任意兩個子載波都正交的條件是：0)(2sin)(2sin)(2)(2sin)(2)(2sinikikikikikiksikikiksikffffffTffffTffl 積分結果為B0cos(2)cos(2)0Tkkiif tf tdtnTffmTffsiksik)()(和其中，m = 整數(shù)和n = 整數(shù)；并且k和i可以取任意值。BB/ )(,/ )(TnmfTnmfik22l上式等于0的條件：這就是子載頻正交的條件。 l 即要求子載頻滿足 fk = k/2TB ，式中 k = 整數(shù)；且要求子載頻間隔 f = fk fi = n/TB，故要求的最小子載頻間隔為：minB1/fTn OFD