7.1載波同步

7.2位同步

7.3幀同步

7.4網同步

7.5同步信號提取及載波提取實驗

本章小結

思考與練習第7章同步原理7.1載波同步在相干或同步解調系統中，接收端必須產生一個與發送端同頻同相的載波，稱為載波同步。載波同步一般有兩種方法:一種是直接提取法(自同步法)，接收端從接收到的有用信號中直接(或經變換)提取相干載波，而不需另外傳送載波或其他導頻信號；另一種方法是插入導頻法(外同步法)，這種方法是在發送端發送有用信號的同時，在適當的頻率位置上插入一個(或多個)包含載波信息的導頻信號，接收端根據導頻信號提取出相干載波。7.1.1直接提取法直接提取法適用于接收信號(如DSB信號、PSK信號)本身就含有載波分量或載波的諧波分量的情況，在接收端對這些信號進行適當的處理后，就可以從中提取出所需的相干載波。下面對幾種直接提取載波的方法進行簡單的介紹。

1.平方變換法和平方環法平方變換法適合于抑制載波的雙邊帶信號。圖7-1所示是用平方變換法提取同步載波成分的原理框圖。設輸入信號為s(t)=m(t)cosω0t

(7-1)式中：m(t)為數字基帶信號；ω0為載波角頻率。此信號經過平方器后得到(7-2)

由式(7-2)可以看出，產生的信號e(t)中含有載波的二次諧波分量。如果應用一個中心頻率為2f0的窄帶濾波器將此分量濾出，再經二分頻，便可得到所需的載波分量。若數字信號m(t)=±1，則經過平方器后,(7-3)

式(7-3)說明，可以通過圖7-1所示的平方變換法提取同步載波。圖7-1平方變換法提取同步載波成分的原理框圖圖7-1中應用了二分頻器，對2PSK信號而言，這將使載波提取存在180°的相位模糊，有時會使所得結果與實際相反，但對2DPSK信號并無影響。為改善平方變換法的性能，用鎖相環來代替圖7-1中的窄帶濾波器，可以取得良好的跟蹤、窄帶濾波和記憶功能。這時的平方變換法又稱為平方環法，這種方法的原理框圖如圖7-2所示。圖7-2平方環法提取同步載波成分的原理框圖

2.同相正交環法平方環法的工作頻率是2f0，當f0很高時，實現2f0壓控振蕩有一定的困難，而同相正交環提取載波所用的壓控振蕩器的工作頻率就是f0。同相正交環又稱為科斯塔斯(Costas)環,其電路原理如圖7-3所示。在這種環路中，壓控振蕩器提供兩路相互正交的載波，與輸入信號經過兩個乘法器相干解調后分別輸出v3、v4，經低通濾波后得到v5、v6，再送到一個乘法器相乘后得到壓控振蕩的控制電壓，使之輸出本地相干載波。圖7-3同相正交環法電路原理框圖設環路的輸入信號為s(t)cos(ω0t+θi)

(7-4)

同相與正交兩鑒相器的本地參考信號分別為v1=cos(ω0t+θo)

(7-5)v2=sin(ω0t+θo)

(7-6)

輸入信號與v1、v2相乘后，得(7-7)(7-8)經低通濾波器后，得(7-9)(7-10)

將v5、v6送乘法器相乘后，得(7-11)

令θi－θo=Δθ，則Δθ為壓控振蕩器輸出信號與輸入已調信號載波的相位誤差，當Δθ較小時，(7-12)由式(7-12)可以看出，乘法器輸出的v7與收發兩端的載波相位差成正比。v7經環路濾波器濾除高頻噪聲后去控制壓控振蕩器輸出的相位，最后使穩態相差減小到很小的數值，這時壓控振蕩器輸出的v1就是所要求的相干載波。這種方法運用了反饋控制的原理。電路剛開始工作時相干載波是雜亂的，但通過不斷的比較，產生隨相位變化的控制電壓，來調整壓控振蕩器產生的相干載波，最終達到和接收信號相位相同。直接提取法除上述幾種外，常用的還有逆調制環法、判決反饋法等，在此不再一一介紹。7.1.2插入導頻法在抑制載波的傳輸系統中，無法從接收信號中直接提取載波，如DSB信號、2PSK信號、SSB信號、VSB信號等。這些信號有些本身不含有載波，或雖然含有載波但不易提取，對于這些信號，可以采用插入導頻法。插入導頻信號的方法有頻域插入法和時域插入法。

1.頻域插入導頻法頻域插入導頻法是在已調信號的頻譜中再加入一個低功率的線譜，該線譜對應的正弦波即稱為導頻信號。導頻的插入位置應該在信號頻譜為零處，否則導頻與信號頻譜成分重疊在一起，接收時不易提取。DSB信號的頻譜如圖7-4所示，在載波頻率f0處信號能量為零，因而可在此處插入導頻。導頻的頻率為f0，但它的相位與被調制載波正交，稱為“正交載波”。接收端用濾波器提取這一導頻信號，再移相90°作為相干載波。圖7-4DSB信號的導頻插入發送端插入導頻和接收端提取導頻的原理如圖7-5所示。us(t)為調制信號，被調載波為Asinω0t，插入導頻為Acosω0t，發送端輸出信號為uo(t)=us(t)Asinω0t+Acosω0t

(7-13)

如果不考慮信道失真及噪聲干擾，并設接收端收到的信號與發送端發送的信號完全相同，則此信號通過中心頻率為f0的窄帶濾波器，再將其移相π/2，就可以得到與調制載波同頻同相的相干載波。如圖7-5所示，接收端信號經乘法器后的輸出為(7-14)經低通后的輸出為。圖7-5導頻插入和提取原理框圖(a)導頻插入；(b)導頻提取如果在發送端導頻不是正交插入，而是同相插入，顯然相加之后將使調制信號的頻譜改變，接收端解調后會增加一個直流分量而使us(t)失真，這就是發送端導頻應采用正交插入的原因。單邊帶信號插入導頻的方法與此相同，在此不再贅述。

2.時域插入導頻法時域插入導頻法在時分多址通信衛星中應用較多，在一般的數字通信中也有應用，它是在時間上對被傳輸信號和導頻信號加以區別。時域插入導頻法是將導頻按一定的時間順序在指定的時間間隔內發送，即每一幀除傳送數字信息外，都在規定的時隙內插入載波導頻信號、位同步信號和幀同步信號，其結果是只在每幀的一小段時間內才出現載波。在接收端用相應的控制信號將載波取出，以形成解調用的同步載波。但是由于發送端發送的載波信號是不連續的，在一幀內只有很少一部分時間存在，因此如果用窄帶濾波器來提取，是不能應用的。所以，時域插入導頻法常用鎖相環來提取相干載波，如圖7-6所示，鎖相環的VCO頻率應盡可能地接近載波頻率，且應有足夠的頻率穩定度。圖7-6用鎖相環提取時域插入的導頻7.1.3載波同步系統的性能指標載波同步系統的主要性能指標是效率及精度。所謂高效率，就是指在能夠獲得載波的情況下，盡量減少發送載波的功率。很明顯，直接提取法由于不需另外發送導頻，因而效率高且發送電路簡單，而插入導頻法由于插入導頻要消耗一部分發送功率，因而效率要低一些。所謂高精度，是指提取到的相干載波與發送端載波的相位誤差盡量小。載波同步系統的精度越高，傳輸系統誤碼率就越低，這是影響傳輸系統誤碼率的主要因素。同樣由于直接提取法是在接收端由信號直接再生相干載波，這就避免了在傳輸過程中由于信道干擾及不均衡引起的相位誤差，或者導頻與信號之間由于濾波不好引起的相互干擾，因而直接提取法又具有精度高的優點。除了以上指標，還有同步建立時間ts(越短越好)、同步保持時間tc(越長越好)、相位抖動(越小越好)等指標。這些指標對不同的提取方法、不同信號及噪聲的情況各有不同，而這些指標主要取決于提取載波的鎖相環的性能，在此就不詳細闡述了。從以上分析可以看出，直接提取法在性能指標上要優于插入導頻法，因而在各種通信系統中都得到了廣泛的應用。但直接提取法只適用于具有雙邊帶頻譜的信號，在單邊帶調制系統中不能采用。7.1.4載波相位誤差對解調性能的影響所提取的載波與接收信號中的載波的相位誤差將會對解調信號產生重大的影響。相位誤差Δj是穩態誤差θv與相位抖動σj之代數和，即(7-15)

現在我們簡單討論所提取的載波相位誤差對解調性能的影響。對于雙邊帶已調信號，設s(t)=us(t)cosω0t，而所提取的相干載波為cos(ω0t+Δj)，這時解調輸出的低頻信號為(7-16)

若提取的相干載波與輸入載波沒有相位差，即Δj=0，則解調輸出信號。若存在相位差Δj，則輸出信號信噪比下降為原來的1/cos2Δj，會使誤碼率增加。

以上說明了相干載波的相位誤差Δj對雙邊帶解調系統的影響。而對單邊帶解調而言，相位誤差會引起輸出信號的失真。設us(t)=cosΩt，且單邊帶信號取上邊帶，相干載波為cos(ω0t+Δj)，則由下式濾除高頻分量即得解調信號:(7-17)由上式看出，Δj存在時，不僅使信噪比下降，而且產生原基帶信號的正交項，使基帶信號產生畸變，且這種影響隨Δj的增大而增大。由以上分析可看出，在接收端提取相干載波時，要求相差Δj越小越好。7.2位同步位同步又稱為碼元同步，它是數字通信系統中一種非常重要的同步技術。位同步與載波同步是截然不同的兩種同步方式。在模擬通信系統中，沒有位同步的問題，只有載波同步的問題，而且只有接收機采用相干解調時才有載波同步的問題。但在數字通信中，不論是基帶傳輸系統還是頻帶傳輸系統，都要涉及到位同步問題。它是數字通信系統的“中樞神經”，沒有位同步，系統就會紊亂，無法正常工作。在數字通信系統中，數字信號是一位碼一位碼地發送和接收的，因此就要求傳輸系統的收發端具有相同的碼速和碼元長度。由于任何傳輸信道都存在干擾和衰耗，因此數字信號在通過信道傳輸時都會受到一定程度的干擾和畸變。要真正恢復數字信號，必須進行整形判決，這就要求本地碼元定時與發送端定時脈沖的重復頻率相等，而且判決時刻必須在最佳點，以保證對輸入信號的最佳取樣進行判決。如圖7-7所示，在圖7-7(a)中，由于判決時刻選取不當，在接收端出現了判決錯誤；而在圖7-7(b)中，由于判決時刻選取正確，就獲得了良好的傳輸效果。在接收端提取碼元定時的過程，就稱為位同步。位同步方法與載波同步方法相似，也可以分為直接法(自同步法)和插入導頻法(外同步法)兩種。下面首先介紹位同步的實現方法，隨后介紹其性能指標。圖7-7判決時刻的選取7.2.1外同步法

1.插入位定時導頻法插入位定時導頻法與載波同步的插入導頻法類似，也是在基帶信號頻譜的零點處插入。在無線通信中，數字基帶信號一般都采用不歸零的矩形脈沖，并以此對高頻載波做各種調制，解調后得到的也是不歸零的矩形脈沖，碼元速率為fb。其功率譜密度中都沒有fb成分，也沒有成分，此時可以在基帶信號頻譜的零點處即fb或處插入所需要的導頻信號。如圖7-8所示，其中圖7-8(a)表示雙極性不歸零的基帶信號插入導頻的位置是fb=1/T(T為碼元周期)；圖7-8(b)表示經波形相關編碼之后，基帶信號中插入導頻的位置為。圖7-8導頻插入頻譜導頻提取的原理如圖7-9所示，在接收端應用窄帶濾波器提取導頻信號，經移相整形形成位定時脈沖。為減少導頻對信號的影響，應從接收的總信號中減去導頻信號。圖7-9導頻提取的原理框圖用插入導頻法提取位同步信號時，要注意消除或減弱定時導頻對原基帶信號的影響。因為位定時導頻分量不是原數字信號的成分，故在加入導頻后，接收端解調得到的基帶信號與原來的不同，所以必須設法消除導頻分量，恢復原始數字信息，否則將引起誤判。在發送端加入位定時導頻時，在相位上使信息序列的取樣判決時刻正好是位定時導頻信號的零點，這樣可以不產生對原信號的干擾。但這樣安排，在信道群時延均衡不良時，也會因接收信號的判決時刻與導頻信號的過零點不重合而產生干擾，為此要在接收端同時采取抵消導頻分量的措施，這即是圖7-9中設減法器的目的。另外，用插入導頻法提取位同步信號時，導頻信號有可能反過來受到原數字信號的影響，因此圖7-9中利用鎖相環的跟蹤和窄帶的特性來提取信號，而設移相電路目的是為了抵消提取出的導頻信號經窄帶濾波器、限幅器和鎖相環后引起的相移。

2.雙重調制導頻插入法在頻移鍵控、相移鍵控的數字通信系統中，已調信號都是包絡不變的等幅波，在發送端用位同步信號對已調信號再進行附加調幅，進行雙重調制，在接收端進行包絡檢波，就可以取出位同步信號。設調相信號為SPSK(t)=s(t)cos［ω0t+j(t)］(7-18)現在利用含有位同步信號的某種波形，如升余弦波m(t)對移相載波進行調幅，則有(7-19)其中：Ω=2πf=2π/T，T為碼元寬度，f為導頻信號頻率。在接收端對S′(t)進行包絡解調，輸出為，再經濾除直流分量后得到位同步信號cosΩt。位同步信號還可以采用時域插入的方法來插入。在傳送數字信息信號之前先傳送位同步信號，同步信號不同于數字信號，在接收端首先鑒別出位同步信號，形成位同步基準。以上討論的插入導頻法的優點是接收端提取位同步信號的電路簡單，但是發送導頻信號必須占用一部分發射功率，這樣就降低了傳輸信噪比，因而其應用也受到限制。7.2.2自同步法自同步法也稱為直接提取位同步法，這種方法是發送端不用專門發送位同步導頻信號，而接收端可以直接從接收到的數字信號中提取位同步信號。這種方法在數字通信中得到了廣泛的應用。直接提取位同步的方法又分為濾波法和鎖相法。

1.濾波法在數字通信系統中，基帶信號通常是不歸零(NRZ)脈沖序列，其頻譜中不包含有位定時頻率分量，因此不能直接從中提取位同步信號。但若將不歸零脈沖序列變為歸零二進制脈沖序列，則變換后的信號將出現碼元信號的頻率分量，就能夠從中提取出位定時信號了。圖7-10就是利用此方法提取位定時信號的原理框圖及各點波形。圖中波形變換部分是應用微分、整流而形成含有定時分量的窄脈沖序列，然后用濾波器提取。移相器的任務是使得到的位定時脈沖出現在信號的最佳取樣時刻，再經脈沖形成電路，就可得到符合要求的位同步信號。圖7-10(a)中的窄帶濾波器也可與載波提取時一樣用模擬鎖相環路來代替。圖7-10微分整流濾波法原理框圖及各點波形(a)原理框圖；(b)各點波形另外一種波形變換的方法是對帶限信號進行包絡檢波，這種方法在數字微波中繼通信和數字衛星通信系統中經常采用。對于PSK信號，其包絡是不變的等幅波，具有極寬的頻帶。經過有限的信道傳輸后，會使PSK信號在碼元取值變化的時刻產生幅度的“平滑陷落”，這會對傳輸的PSK信號造成一種失真，但它正發生在碼元取值變化或PSK信號相位變化的時刻，所以它必然包含有位同步信息。因此在解調PSK信號時，用包絡檢波器檢出具有幅度平滑陷落的PSK信號的包絡，去掉其中的直流分量后，即可得到歸零的脈沖序列，其中含有位同步信息，通過窄帶濾波器(或鎖相環)，再經脈沖整形，就可以得到位同步信號。這種方法的原理框圖和各點波形如圖7-11所示。圖7-11包絡檢波法提取位定時信號(a)原理框圖；(b)各點波形

2.鎖相法鎖相法的基本原理是在接收端利用一個相位比較器，比較接收碼元與本地碼元定時(位定時)脈沖的相位，若兩者相位不一致，即超前或滯后，就會產生一個誤差信號，可通過控制電路去調整定時脈沖的相位，直至獲得精確的同步為止。在數字通信中，常用數字鎖相法獲得位定時脈沖，該方法的原理框圖如圖7-12所示。圖7-12數字鎖相法原理框圖高穩定度振蕩器一般為晶振，它的振蕩頻率f0是接收信號頻率fc(即碼元速率，fc=1/T，T為碼元周期)的n倍，即f0=nfc。振蕩信號經過整形，分為0相和π相的兩路脈沖序列u1和u2。u1和u2的時間差為半個周期，通過常開門和或門加到分頻器，經n次分頻，形成本地位同步脈沖序列。數字鑒相器又稱為相位誤差檢測器，它由與門和單穩電路組成。當本地定時與接收定時基準在鑒相器比較相位時，會產生超前或滯后脈沖，由此控制可變分頻器去調節本地定時的相位，使本地定時相位與接收定時相位一致。可變分頻器由n分頻器、扣除門(常開門)和附加門(常閉門)組成。當超前脈沖到來時，扣除門扣除一個脈沖，使本地位定時推后；當滯后脈沖到來時，附加門附加一個脈沖，使本地位定時提前。分頻器的輸出再送回鑒相器不斷進行比較和調整，最后達到收、發定時一致。

數字鎖相法就是以一種“逐次逼近”的方式來提取本地定時脈沖。其中n的大小決定最終所得的本地定時信號和接收信號的誤差，n越大，誤差就越小。但與此同時，n取得越大，本地定時信號從起始狀態到鎖定狀態的時間就越長，這一點對迅速建立同步是非常不利的。因此，在實際的通信系統中，n的選取要綜合考慮這兩方面的因素，取折中方案。7.2.3位同步系統的性能指標位同步系統的性能指標除了效率以外，主要有相位誤差(精度)、同步建立時間、同步保持時間、同步門限信噪比和同步帶寬。

1.相位誤差θe相位誤差θe是指在碼元建立后，接收端提取的位同步脈沖與接收到的碼元(脈沖)之間出現的相位誤差。這是由于位同步脈沖的相位總是在跳變地調整，即總是在一個碼元周期Tb內(相當于360°相位內)，通過加一個或扣除一個脈沖，來實現位定時脈沖向后或向前的變化，每調整一次，脈沖的相位改變2π/n(n是分頻器的分頻次數)，故最大相位誤差為(7-20)

可見，要想減小最大相位誤差，必須增大分頻器的分頻次數n。

2.同步建立時間ts同步建立時間即從系統失步后開始到系統重新實現同步為止所需要的最長時間。最差的情況是位同步脈沖與輸入信號相位相差Tb/2s，而鎖相環每調整一次僅能移Tb/ns，故所需的最大調整次數為n/2。接收數字信號時，可近似認為“0”、“1”等概率出現，所以過零點的情況占一半。因此平均來說，每兩個周期可調整一次相位，故同步建立時間為(7-21)

自然，我們希望同步建立時間越小越好，但要讓同步建立時間減小，就要求分頻器的分頻次數n減小，這與要減小最大相位誤差就要增大n是相矛盾的。

3.同步保持時間t0當同步建立后，一旦輸入信號中斷，或者遇到長連“0”碼、長連“1”碼，或者受到其它強噪聲的影響，導致接收碼元沒有過零脈沖，鎖相系統將因沒有接收碼元而不起作用。這時由于收發雙方的固有位定時重復頻率之間總存在頻差Δf，因此接收端同步信號的相位就會隨時間逐漸發生漂移，時間越長，相位漂移越大，直至漂移量達到某一準許的最大值，就算失步了。這段從含有位同步信息的接收信號消失或接收信號中的位同步信息消失開始，到位同步提取電路輸出的正常位同步信號中斷為止的時間，就稱為位同步保持時間。同步保持時間越長，就越有利于位同步，這就對收、發兩端振蕩器的頻率穩定度有較高的要求。

4.同步門限信噪比在保證一定的位同步質量的前提下，接收機輸入端所允許的最小信噪比，稱為同步門限信噪比。與這項指標相對應的是接收機的同步門限電平，它是保證位同步門限信噪比所需的最小收信電平。

5.同步帶寬Δfs同步帶寬是指位同步頻率與碼元速率之差。如果這個頻率超過一定的范圍，就無法使接收端位同步脈沖的相位與輸入信號的相位同步。從對系統的性能要求來說，同步帶寬越小越好。7.3幀同步在時分多路傳輸系統中，信號是以幀(群)的方式傳送的，每一幀(群)包括許多路。為了把各路信號區分開來，需要知道各路出現的時刻，為此需要在每一幀中加入一個特殊的標志，這就是幀(群)同步信號。幀同步的作用就是確定每幀的起始位置。由于幀內部的碼元數目和排列規律都是事先約定好的，因此只要確定了一幀的開始，再加上正確的位同步、載波同步，就能從接收到的信號中提取正確的信息。幀同步系統通常應滿足下列要求:

(1)幀同步的建立時間短，設備開機后應能很快地建立同步。一旦系統失步，也能迅速地恢復同步。

(2)同步系統的工作要穩定可靠，同步系統應具有識別假失步和避免偽同步的能力，并應具有較強的抗干擾能力。

(3)在滿足幀同步性能要求的前提下，幀同步碼的長度應盡可能短一些，這樣可以提高信道的傳輸效率。為實現幀同步，常用的方法是插入同步碼，即在發送端的數字信號序列中插入一種特殊的碼字。具體插入法又可分為連貫(集中)式插入法和間隔式插入法。7.3.1連貫式插入法連貫式插入同步碼法就是在每幀的開頭集中插入一個幀同步碼組，接收端通過識別該特殊碼組來確定幀的起始時刻，該方法的關鍵是要找出一個特殊的幀同步碼組。根據對幀同步系統的要求，為了穩定可靠地檢測幀同步而不受干擾，這個具有一定長度的特定同步碼組必須具有區別于一般信碼的特殊規律，易于產生、檢測和識別，碼組的長度要合適。最常用的同步碼組有巴克碼及國際上ITU-T推薦的PCM時分復用的幀同步碼。

1.巴克碼巴克碼是一種具有特殊規律的二進制碼組，是有限長的非周期序列，具有尖銳的自相關特性。考慮到信息傳輸效率和設備復雜程度等因素，目前應用最廣的是7位巴克碼“1110010”，其同步的識別常利用移位寄存器來進行。如圖7-13所示，用7級移位寄存器、相加器、判決器，就可以組成一個巴克碼識別器。圖7-137位巴克碼識別器如圖7-13所示，7級移位寄存器的Q、端按照1110010的順序接入到相加器。當一幀信號到來時，首先進入識別器的是幀同步碼組，只有當7位巴克碼在某一時刻正好全都進入7位寄存器時，7個移位寄存器的輸出端才都輸出“+1”，即高電平。這種情況相加后的最大輸出為+7，其余情況相加結果均小于+7。對于數字信息序列，假設幾乎不可能出現與巴克碼相同的信息，則識別器的相加輸出均小于+7。若判決器的判決門限電平定為+6，那么就在7位巴克碼的最后一位進入識別器時，識別器輸出一個同步脈沖表示一幀的開頭。

2.PCM30/32路電話基群的幀同步碼“0011011”

PCM30/32路制式幀結構的時隙分布圖在第6章中已給出。兩個相鄰的抽樣值間隔分成32個時隙，其中30個時隙為話路時隙，另外兩個時隙一個用來傳送幀同步碼，一個用來傳送各話路的標志信號碼。同步碼組是插在信息碼流中傳送到接收端的，且在傳輸過程中又可能產生誤碼。經證明，在誤碼率Pe=10－3時，選擇同步碼組長度n=7最佳。所以ITU-T建議基群幀同步碼長n=7，幀同步碼為“0011011”。

圖7-14畫出了檢測同步碼“0011011”的電路，這是由n=7級移位寄存器和與門電路構成的識別器，其工作原理與圖7-13相同。當同步碼完全進入檢測器時，檢測器輸出幀同步脈沖。圖7-14“0011011”同步碼檢測電路7.3.2間隔式插入法間隔式插入法是指將幀同步碼以分散的形式插在一幀或幾幀數字信號中進行傳送。如24路PCM系統和30/32路增量編碼系統一般都采用“1”、“0”碼作為同步碼間隔插入的方法，即一幀插入“1”碼，另一幀插入“0”碼作為同步碼。接收端為了確定同步碼的位置，必須對接收到的所有信碼逐位進行檢測，故稱這種檢測方法為逐碼移位法，具體檢測原理如圖7-15所示。圖7-15逐碼移位法提取幀同步的原理框圖在檢測幀同步碼時，本地首先產生“1”、“0”交替的幀同步碼——本地同步碼，本地同步碼與接收碼用異或門加以比較識別。當識別到兩者在時間位置上不一致時，異或門輸出為“1”，驅動脈沖形成電路產生一個“不一致脈沖”，去調整本地同步碼，直到收發同步。當本地同步碼與接收碼一致時，無“不一致脈沖”產生。圖中保護電路能消除隨機干擾造成的同步不穩定，提高了抗干擾能力。間隔式插入法的缺點是當失步時，同步恢復時間較長，因為如果發生了幀失步，需要逐個碼位進行比較檢驗，直到重新收到幀同步的位置，才能恢復幀同步。此法的另一缺點是設備較復雜，因為它不像連貫式插入法那樣，幀同步信號集中插在一起，而是要將幀同步碼在每一子幀里插入一位碼，這樣幀同步碼編碼后還需要加以存儲。7.3.3幀同步的保護同步系統工作的穩定可靠性對于通信設備是十分重要的。但是，無論選擇何種同步碼型，信息碼流中都有可能存在一小段恰好與幀同步碼相同的碼組，在同步沒有建立之前，如果接收端檢測到這個碼組，會不會誤判為同步？在通信系統中，將這種同步稱之為偽同步。解決偽同步的方法是采取后方保護。它是指同步系統在一段時間內連續檢測到一定次數的幀同步碼時才進入同步狀態，這個時間稱為后方保護時間。通常采用脈沖復選電路實現后方保護。同樣，信道噪聲是不可避免的，在信道中傳輸的所有數字信號都有可能受到干擾而產生誤碼，幀同步碼也不例外。當幀同步碼因為正常的信道噪聲而產生誤碼時，接收端會不會立即判定系統失步？在通信系統中，將這種失步稱之為假失步。解決假失步的方法是采取前方保護，它是指系統在幀同步信號丟失的時間超過一定限度時才宣布幀失步，然后再開始新的搜索，這個時間限度稱為前方保護時間。通常采用誤差累積積分保護電路實現前方保護。前方保護時間和后方保護時間的長短與幀同步碼字的插入方式有關。

1.脈沖復選電路圖7-16是脈沖二次復選法原理示意圖。幀同步碼識別器輸出的第一個脈沖并不直接作為幀同步脈沖，而是延遲后與下一個脈沖比較，若時間上完全重合，則可判定下一個脈沖為幀同步脈沖。由于在信息傳輸過程中，連續兩次出現假同步脈沖，且在時間上還重合的概率非常小，因此這種方法可實現同步保護。依此類推，還有三次復選、四次復選等。應當注意的是，圖中兩個單穩的延遲τ1+τ2的選取不是任意的，它必須使幀同步碼輸出的下一個脈沖正好處于復選脈沖的中間位置。圖7-16二次復選法原理示意圖

2.誤差累積積分保護電路圖7-17(a)為誤差累積積分保護電路原理框圖，其工作原理是:當某幀的同步碼出現誤碼時，會產生一個誤差脈沖。誤差脈沖一路經過延時送入與門，另一路經展寬電路送入積分器。積分器的時間常數一般稍大于一幀的長度。當系統真失步時，同步電路每幀會輸出一個誤差信號。如果積分器的時間常數大于一幀，則其輸出到鑒幅器的直流電壓不斷累積，直至超過門限值時，鑒幅器輸出高電平，與門被打開，此時產生移位脈沖進入捕捉同步狀態。圖中相關點的波形如圖7-17(b)所示。圖7-17誤差累積積分保護電路原理框圖及相應點波形鑒幅器門限電壓的選取應當從兩方面考慮:一方面，門限值取得不能太小，如果一兩個誤差信號就使鑒幅器輸出高電平，則根本達不到前方保護的目的；而另一方面，如果這個門限值取得太大，又會使得前方保護時間過長，容易造成信息的丟失。一般情況下，鑒幅器門限電壓的選擇以3～5個誤差信號電壓累積使其翻轉為準。在同步搜索狀態下，輸入鑒幅器的累積電壓繼續增大，當同步電路重新檢測到幀同步碼時，不再有誤差信號輸入，此時積分電路開始放電，當鑒幅器輸入電壓降到門限電壓以下時，鑒幅器輸出低電平，與門被封死，此時移位脈沖消失，系統重新恢復同步。把鑒幅器輸入電壓從最高點開始下降至門限電壓這段時間稱為后方保護時間。以上所述的是當系統出現真失步時保護電路的工作情況。在系統并沒有失步，而只是存在正常誤碼的情況下，幀同步保護電路也會產生誤差脈沖送入保護電路。但一般來說，這些誤差脈沖都是不連續的。連續兩幀甚至連續幾幀的同步碼都出現誤碼的機率是非常小的，一般不會出現。這時積分器的輸出電壓也會升高，但由于輸入的誤差脈沖不連續，因此積分器始終處于一種充電又放電的狀態，即電壓不會累積，也就達不到鑒幅器的門限電壓，系統仍然保持在同步狀態。7.3.4幀同步系統的性能指標本節在開頭就對幀同步系統提出了具體要求，這些要求基本上反映了幀同步系統的性能情況。幀同步實際上就是要正確地檢測幀同步的標志，在防止漏檢的同時還要防止錯檢。幀同步系統的建立時間應該短，并且在幀同步建立后應有較強的抗干擾能力。通常用假失步概率、假同步概率和幀同步平均建立時間來衡量幀同步系統的性能。

1.假失步概率與假同步概率由于干擾的存在，接收的同步碼組中可能出現一些錯誤碼元，從而使識別器漏識別已發出的同步碼組，誤判為失步，出現這種情況的概率稱為假失步概率。在接收的數字信號序列中，也可能在表示信息的碼元中出現與同步碼組相同的碼組，它被識別器識別出來誤認為是同步碼組而形成假同步信號，出現這種情況的概率稱為假同步概率。假同步概率和假失步概率的值越小，系統的抗干擾能力越強。而假同步概率和假失步概率的取值與對幀同步碼長的要求又是相互矛盾的。通過計算可以證明，當幀同步碼長取7時，這兩個概率近似相等。這就是ITU-T建議PCM基群幀同步碼選擇7的依據。

2.幀同步平均建立時間幀同步建立時間是指系統在開始工作或從確認失步開始起，一直到重新進入同步工作狀態的這段時間，其時間長短與同步檢測的方式有關。同步建立時間越短，通信的效率越高，通信的性能也就越好。因此，我們希望幀同步的平均建立時間越短越好。可以證明，連貫式插入法的幀同步建立時間比間隔式插入法要短很多，因而連貫式插入法在數字傳輸系統中被廣泛應用。另外，要提高通信的效率，無論是連貫式還是間隔式插入幀同步，在滿足幀同步性能的前提下，都應該使幀同步的插入次數和幀同步碼的長度減少到最小。7.4網同步隨著通信技術的發展，計算機數據的交換、傳真及數字電話信息的傳送已形成了一個數字通信網。數字通信網是由許多交換機、復接設備、多條連接線路和終端機構成的。各種不同數碼率的信息碼要在同一通信網中進行正確的交換、傳輸和接收，必須建立通信網的網同步。圖7-18為一復接系統。圖中A、B、C是各站送來的速率較低的數據流，它們各自的時鐘頻率不一定相同。經復接器(或合群器)后，A、B、C等合并為路數更多的復用信號，當然這時數據流的速率更高了。高速數據流經信道傳輸到接收端，由收站分接器(或分路器)按需要將數據分配給A′、B′、C′等分站。如果只是A站與A′站的點對點之間的通信，那么它們之間的同步就是前面幾節介紹的方法(載波同步、位同步和幀同步)。但在通信網中是多點通信，A站的用戶也要與B′站和C′站通信，它們之間沒有相同的時鐘頻率是不能進行通信的。因此，保證通信網中各個站都有共同的時鐘信號，是網同步的任務。圖7-18數字復接示意圖7.4.1準同步方式準同步方式又稱為獨立時鐘同步方式，或稱為異步復接。這種方式是全網內各站均采用高穩定性的時鐘，相互獨立，允許其速率偏差在一定的范圍之內，在轉接時設法把各處輸入的碼元速率變換為本站的碼元速率，再傳送出去。在變換過程中要采取一定的措施使信息不致丟失。實現這種方式的方法有兩種，即正碼速調整法和水庫法。

1.正碼速調整法正碼速調整法又稱為填充脈沖法，其原理見6.4節數字復接原理，在此不再重述。正碼速調整法的主要優點是各站可工作于準同步狀態，而無須統一的時鐘，故使用起來靈活、方便，這對大型通信網有著重要的實用價值。由于該法的讀出時鐘是從不均勻的脈沖序列中提取出來的，因而有相位抖動，須采取措施來克服，否則會影響傳輸質量。

2.水庫法水庫法的原理是通過在通信網各交換站設置極高穩定度的時鐘源和容量足夠大的緩沖存儲器，使系統在很長的時間間隔內不發生“取空”或“溢出”的現象。容量足夠大的存儲器就像水庫一樣，既很難將水抽干，也很難將水庫灌滿，“水庫法”因此而得名。但是，在很長一段時間之后，存儲器的容量再大，也會發生“取空”或“溢出”的現象，所以每隔一定時間要對緩存器做一次校準。現在簡單介紹對水庫法進行計算的基本公式。設存儲器的位數為2n，起始為半滿狀態，且存儲器寫入和讀出的頻率差為±Δf。顯然，發生“取空”或“溢出”一次的時間間隔T為(7-22)

若數字碼流的速率為f，相對頻率穩定度為S，并令(7-23)則由以上兩式得(7-24)式(7-24)即為對水庫法進行計算的基本公式。例如，當S=10－9，而f=512kb/s時，如需要使T不小于24小時，則利用上式即可求出n=SfT=10－9×512000×24×3600≈45(位)即存儲器僅90位就可以使系統連續工作一天一夜而不發生“溢出”或“取空”，顯然這樣的設備不難實現。使用水庫法的先決條件是要有具有極高穩定度的時鐘源。如鎵原子振蕩器，其頻率穩定度可達5×10－11，那么就可以在更高速率的數字通信網中采用水庫法作為網同步。7.4.2主從同步方式在準同步方式中，各轉接站均有獨立的時鐘源。而在主從同步方式中，在整個通信網內設立一個主站，它具有一個高穩定度的主時鐘源，再將主時鐘源產生的時鐘信號作為網內唯一的標準頻率發往網內其它各站，如圖7-19(a)所示。其它各站的時鐘頻率通過各自的鎖相環來保持和主站的時鐘頻率一致，從而獲得同步，如圖7-20所示。由于各站的連接線路延時不同，因而各站來的信號時延也不同，但經過緩沖存儲器后，就可以解決相位不一致的問題。圖7-19兩種主從同步方式示意圖圖7-20從站的同步方式原理框圖這種主從同步方式比較容易實現，它依靠單一的時鐘，設備比較簡單。但它的主要缺點是當主時鐘源發生故障時，全網通信中斷；當某一中間站發生故障時，不僅該站不能工作，且其后的各站都因失步而不能工作。圖7-19(b)給出了另外一種主從同步控制方式，稱為等級主從同步方式。它與前述方式所不同的是，在全網內，所有的轉接站按等級分類。圖中所示6個站點分為A、B、C三個等級。正常情況下，全網均由主站A提供時鐘，若主站A時鐘源發生故障，則分別由副時鐘源B向C、D、E、F、G各站提供時鐘。以此類推，若副時鐘B再發生故障，則由C站向B、D、E、F、G各站提供時鐘。這種方式改善了整個通信網的可靠性，但設備較復雜，且各從站的時鐘誤差隨傳輸途徑的不同而逐級累加，影響傳輸質量。主從同步方式由于其自身的特點，被廣泛應用于小型通信網中，而當通信網為分布網狀結構的大系統時，此方式就不再適用了。7.4.3相互同步方式相互同步方式能夠克服主從同步方式中過于依賴主時鐘源的特點，讓網內各站都有自己的時鐘，并將各站時鐘源連接起來，使其相互影響，最后使時鐘頻率鎖定在網內各站的固有振蕩頻率的平均值（稱為網頻率）上，從而實現網同步。這是一個相互控制的過程，當網內某一站發生故障時，網頻率將平滑地過渡到一個新的值。這樣，除發生故障的站外，其它各站仍能正常工作，因而提高了通信網的可靠性，這就是它的主要優點。相互同步方式的同步原理框圖如圖7-21所示，此結構與圖7-20基本相同，只是鎖相環的輸入信號不是單一的主時鐘源，而是來自與本站相連的多個站點的時鐘源，以達到各站時鐘相互控制的目的。圖中各鑒相器的輸出送至相加平均電路(注意，此相加平均電路不是簡單的相加平均，而是加權平均。根據各站時鐘源穩定度的不同，相加時其權重取值不同)，經低通再去控制VCO，產生網頻率時鐘。網頻率的穩定度與各站頻率的穩定度有關，由于多個頻率源的變化有時可以互相抵消，因此網頻的穩定度會比各站的頻率穩定度高一些，故通信網中站點越多，網頻率穩定度越高。圖7-21相互同步方式的同步原理框圖以上簡單介紹了數字通信網的幾種同步方式。網同步的選擇與網的結構形式、信道種類、轉接要求、自動化程度、同步碼型及碼率的選擇等多種因素有關。一般來說，大型的通信網常常采用準同步復接方式，主從同步方式則適于小型通信網。7.4.4網同步等級劃分及性能指標同步網的等級根據其時鐘性能和所起的作用可分為四級，如圖7-22所示。圖7-22同步網的等級結構示意圖第一級為基準時鐘，是全網中等級最高的標準時鐘，它使用穩定度極高的銫原子鐘，一般設置在一級長途交換中心。為了可靠起見，還需另設備用鐘，以便在主鐘發生故障時進行切換。第二級為具有記憶功能的高穩定度晶體時鐘，通常設置在各級長途交換中心，在正常情況下接收一級的時鐘信號，并與之保持同步。第三級為具有記憶功能的一般高穩定度晶體時鐘，通常設置在本地網的端局和匯接局，它受二級時鐘的控制。第四級為一般晶體時鐘，設置在本地網中的遠端模塊、數字傳輸設備和程控交換機中。為了保證數字通信網的可靠性，我國對網內各級時鐘的技術參數和性能都做出了具體的要求，其技術參數見表7-1，其性能要求大體如下:

(1)基準時鐘用的銫原子鐘應有3組，3組銫鐘對比，多數取定，擇優輸出。

(2)第二級、第三級時鐘應有主、備兩個輸入頻率基準，主時鐘遇到故障時，應自動切換到備用時鐘，其切換過程不能產生時鐘滑動。

(3)每一級時鐘都應具備四種工作狀態，即快捕、跟蹤、保持和自由運行。

(4)可以顯示工作方式、使用的頻率基準及時鐘等工作狀態。

(5)時鐘的工作狀態應能人工控制，可人工切換時鐘和頻率基準。

(6)具有告警功能，當時鐘停止工作時應發出嚴重告警，在時鐘進入快捕、保持、自由運行狀態以及輸入信號出錯、失去頻率基準時應發出告警。7.5同步信號提取及載波提取實驗7.5.1同步信號提取實驗一、實驗目的

(1)掌握用數字環提取位同步信號的原理及對信息代碼的要求。

(2)掌握位同步器的同步建立時間、同步保持時間、位同步信號同步抖動等概念。二、實驗器材

ZYE1101F型實驗箱 一臺信號源模塊、同步信號提取模塊各一塊

40M雙蹤示波器 一臺頻率計(選用) 一臺三、實驗原理

1.電路分析位同步也稱為位定時恢復或碼元同步。在任何形式的數字通信系統中，位同步都是必不可少的，無論數字基帶傳輸系統還是數字頻帶傳輸系統，無論相干解調還是非相干解調，都必須完成位同步信號的提取，即從接收信號中設法恢復出與發送端頻率相同的碼元時鐘信號，保證解調時在最佳時刻進行抽樣判決，以消除由于噪聲干擾所導致的解調接收信號的失真，使接收端能以較低的錯誤概率恢復出被傳輸的數字信息。因此，位同步信號的穩定性直接影響到整個數字通信系統的工作性能。

位同步的實現方法分為外同步法和自同步法兩類。由于目前的數字通信系統廣泛采用自同步法來實現位同步，故在此僅對位同步中的自同步法進行介紹。采用自同步法實現位同步首先會涉及兩個問題:(1)如果數字基帶信號中確實含有位同步信息，即信號功率譜中含有位同步離散譜，就可以直接用基本鎖相環提取出位同步信號，供抽樣判決使用；(2)如果數字基帶信號功率譜中并不含有位定時離散譜，該如何獲得位同步信號。

數字基帶信號本身是否含有位同步信號與其碼型有密切關系。應強調的是，無論數字基帶信號的碼型如何，數字已調波本身一般不含有位同步信號，因為已調波的載波頻率通常要比基帶碼元速率高得多，位同步頻率分量不會落在數字已調波頻帶之內，通常都是從判決前的基帶解調信號中提取位同步信號。二進制基帶信號中的位同步離散譜分量是否存在，取決于二進制基帶矩形脈沖信號的占空比。若單極性二進制矩形脈沖信號的碼元周期為Ts，脈沖寬度為τ，則NRZ碼的τ=Ts，NRZ碼除直流分量外不存在離散譜分量，即沒有位同步離散譜分量1/Ts；RZ碼的τ滿足0<τ<Ts，且τ通常的占空比為50%，此時的RZ碼含有n為奇數的n/Ts離散譜分量，無n為偶數的離散譜分量，這就是說，RZ碼含有位同步離散譜分量。顯然，要從解調后的基帶信號中獲取位同步信號，可以采取兩種措施:(1)如果原始數字基帶碼為NRZ碼，若傳輸信道帶寬允許，則可將NRZ碼變換為RZ碼后進行解調；(2)如果調制時基帶碼采用NRZ碼，就必須在接收端對解調出的基帶信號進行碼變換，即將NRZ碼變換成RZ碼，碼變換過程實質上是信號的非線性變換過程，最后再用鎖相環(通常為數字鎖相環)提取出位同步信號離散譜分量。將NRZ碼變為RZ碼的最簡單的辦法是對解調出的基帶NRZ碼進行微分、整流，即可得到歸零窄脈沖碼序列。下面簡單介紹一下數字鎖相環的組成原理。數字鎖相環的主要特點是鑒相信號為數字信號，鑒相輸出也是數字信號，即環路誤差電壓是量化的，沒有模擬環路濾波器。由于數字鎖相環的輸入是經過微分和全波整流后的信號，故這種數字環也稱為微分整流型數字鎖相環，其原理框圖如圖7-23所示。該電路由碼型變換器、鑒相器、控制調節器組成，各部分的作用如下:

(1)碼型變換器完成解調出的基帶NRZ碼到RZ碼的變換，使鑒相輸入信號X含有位同步離散譜分量。

(2)鑒相器用于檢測信號X與輸出位同步信號(分頻輸出D)相位間的超前、滯后關系，并以量化形式提供表示實時相位誤差的超前脈沖F和滯后脈沖G，供控制調節器使用。當分頻輸出位同步信號D相位超前于信號X時，鑒相器輸出超前脈沖F(低電平有效)；反之，則輸出滯后脈沖G(高電平有效)。二者均為窄脈沖。圖7-23微分整流型數字鎖相環組成原理框圖

(3)控制調節器的作用是根據鑒相器輸出的誤差指示脈沖，在信號D與信號X沒有達到同頻與同相時調節信號D的相位。高穩定晶振源輸出180°相位差、重復頻率為nf0的A、B兩路窄脈沖序列作為控制調節器的輸入，經n分頻后輸出重復頻率為f0的被調位同步信號D，它與信號X在鑒相器中比相。因超前脈沖F低電平有效并作用于扣除門(與門)，平時扣除門總是讓脈沖序列A通過，故扣除門為常開門；又因滯后脈沖G高電平有效并作用于附加門(與門)，平時附加門總是對序列B關閉的，故附加門為常閉門。當信號D的相位超前于信號X的相位時，鑒相器輸出窄的低電平超前脈沖F，扣除門(與門)將從脈沖序列A中扣除一個窄脈沖，則n分頻器輸出信號D的相位就推遲了Ts/n(相移360°/n)，信號D的瞬時頻率也被調低；當信號D的相位滯后于信號X的相位時，鑒相器輸出窄的高電平滯后脈沖G，附加門(與門)此時打開，讓脈沖序列B(與脈沖序列A保持180°固定相差)中的一個脈沖通過，經或門插進來自扣除門輸出的脈沖序列A中，則分頻器輸入多插入的這個脈沖，使n分頻器輸出信號的D相位提前了Ts/n(相移360°/n)，信號D的瞬時頻率則被提高。由此可見，環路對信號D的相位和頻率的控制調節是通過對n分頻器輸入脈沖序列步進式加、減脈沖實現的，經環路的這種反復調節，最終可達到相位鎖定，從而提取出位同步信號。

2.性能指標位同步系統的性能通常是用相位誤差、建立時間、保持時間等指標來衡量的。數字鎖相法位同步系統的性能如下。

1)相位誤差θe用數字鎖相法提取位同步信號時，相位誤差主要是由位同步脈沖相位的跳變式調整所引起的。因為每調整一步，相位改變2π/n(n是分頻器的分頻次數)，故最大的相位誤差為2π/n。用這個最大的相位誤差來表示θe，可得

上面已經求得數字鎖相法位同步的相位誤差θe，有時不用相位差而用時間差Te來表示相位誤差。因每碼元的周期為T，故得

2)同步建立時間ts同步建立時間即為失去同步后重建同步所需的最長時間。為了求這個最長時間，令位同步脈沖的相位與輸入信號碼元的相位相差T/2s，而鎖相環每調整一步僅能移T/ns，故所需的最大調整次數為接收隨機數字信號時，可近似認為兩相鄰碼元中出現01、10、11、00的概率相等，其中，有過零點的情況占一半。由于數字鎖相法是從數據過零點中提取作比相用的標準脈沖的，因此平均來說，每2T秒可調整一次相位，故同步建立時間為Ts=2T·N=nT

3)同步保持時間tc當同步建立后，一旦輸入信號中斷，由于收發雙方的固有位定時重復頻率之間總存在頻差ΔF，因此接收端同步信號的相位就會逐漸發生漂移，時間越長，相位漂移量越大，直至漂移量達到某一允許的最大值，就失步了。設收發兩端固有的碼元周期分別為T1=1/F1和T2=1/F2，則式中的F0為收發兩端固有碼元重復頻率的幾何平均值，且有T0=1/F0。由上式可得上式說明當有頻差ΔF存在時，每經過T0時間，收發兩端就會產生|T1－T2|的時間漂移。反過來，若規定兩端允許的最大時間漂移為T0/Ks(K為一常數)，則達到此值需要經過的時間就是同步保持時間tc。代入后得 即

若同步保持時間tc的指標給定，也可由上式求出對收發兩端振蕩器頻率穩定度的要求為此頻率誤差是由收發兩端振蕩器造成的。若兩振蕩器的頻率穩定度相同，則要求每個振蕩器的頻率穩定度不能低于

本實驗只能從碼速率為15.625kHz、10kHz、8kHz、4kHz(通過撥碼開關SW501選擇)的NRZ碼中提取出位同步信號。以碼速率為15.625kHz的NRZ碼為例，將SW501的第一位撥上后，數字鎖相環的本振頻率就被設置為15.625kHz。在圖7-24中，單片機U508(89C2051)對輸入的NRZ碼與數字鎖相環本振輸出的信號的相位進行鑒相(比較兩個信號的上升沿)，用將相位差進行量化后得到的數值對數字鎖相環本振輸出的相位進行調整，最后得到正確的位同步信號。圖7-24位同步電路原理圖四、實驗步驟

(1)將信號源模塊、同步信號提取模塊小心地固定在主機箱中，確保電源接觸良好。

(2)插上電源線，打開主機箱右側的交流開關，再分別按下兩個模塊中的開關POWER1、POWER2，對應的發光二極管LED001、LED002、D500、D501發光，按一下信號源模塊的復位鍵，兩個模塊均開始工作。

(3)將信號源模塊的位同步信號的頻率設置為15.625kHz(通過撥碼開關SW101、SW102進行設置)，將信號源模塊輸出的NRZ碼設置為1、0交替碼(通過撥碼開關SW103、SW104、SW105進行設置)。

(4)將同步信號提取模塊的撥碼開關SW501的第一位撥上，即將數字鎖相環的本振頻率設置為15.625kHz，然后將信號源模塊輸出的NRZ碼從信號輸入點“NRZ-IN”輸入，按一下同步信號模塊上的“復位”鍵，使單片機開始工作，以信號源產生的位同步信號“BS”為內觸發源，用示波器雙蹤同時觀察信號輸出點“位同步輸出”的信號與信號源中的“BS”信號。

(5)特別需要注意的是，本模塊只能提取NRZ碼的位同步信號，而且當信號源模塊中的位同步信號的頻率偏離同步信號提取模塊設置的數字鎖相環的本振頻率過遠時，將無法正確提取輸入信號的位同步信號。本實驗中數字鎖相環共有15.625kHz、10kHz、8kHz、4kHz四種本振頻率可供選擇，分別對應撥碼開關SW501的1、2、3、4位，實驗時請注意正確選擇。(注意，當鎖相頻率改變時，重新按下同步模塊上的“復位”鍵后，位同步信號才能正確提取)。五、實驗結論及報告要求

(1)分析實驗電路的工作原理，敘述其工作過程。

(2)根據實驗測試記錄，在坐標紙上畫出各測量點的波形圖。

(3)分析實驗結果。7.5.2同步載波提取實驗一、實驗目的

(1)掌握用科斯塔斯(Costar)環提取相干載波的原理與實現方法。

(2)了解相干載波相位模糊現象產生的原因。二、實驗器材信號源模塊 一塊同步信號提取模塊 一塊數字調制模塊 一塊

40M雙蹤示波器一臺頻率計(選用) 一臺三、實驗原理當采用同步解調或相干檢測時，接收端需要提供一個與發送端調制載波同頻同相的相干載波。這個相干載波的獲取就稱為載波提取，或稱為載波同步。提取載波的方法一般分為兩類:一類是在發送有用信號的同時，在適當的頻率位置上插入一個(或多個)稱做導頻的正弦波，接收端就由導頻提取出載波，這類方法稱為插入導頻法:另一類是不專門發送導頻，而在接收端直接從發送信號中提取載波，這類方法稱為直接法。下面就重點介紹直接法的兩種方法。

1.平方變換法和平方環法設調制信號為m(t)，m(t)中無直流分量，則抑制載波的雙邊帶信號為s(t)=m(t)cosωct在接收端將該信號進行平方變換，即經過一個平方器后就得到由上式可以看出，雖然前面假設了m(t)中無直流分量，但m2(t)中卻有直流分量，而e