6系統的通信噪聲性能模擬傳輸系統:輸出信噪比數字傳輸系統:誤碼率6.1模擬幅度調制系統的噪聲性能線性調制系統的抗噪聲性能：

1.分析解調器性能的一般模型：

其中是解調器輸入信號，n(t)是加性高斯白噪聲，是窄帶高斯噪聲，且滿足：6.1模擬幅度調制系統的噪聲性能線性調制系統的抗噪聲性能：

1.分析解調器性能的一般模型：

其中是解調器輸入信號，n(t)是加性高斯白噪聲，是窄帶高斯噪聲，且滿足：6.1模擬幅度調制系統的噪聲性能信噪比增益：

注：在相同的和的條件下，輸出信噪比越高，則解調器的抗噪聲性能越好。

2.雙邊帶(DSB)信號：設解調器輸入信號為：則解調器輸出信號與噪聲為：

輸出信號平均功率為：6.1模擬幅度調制系統的噪聲性能輸出噪聲平均功率為：

輸入信號平均功率為：輸入噪聲平均功率為：其中（為基帶信號的截止頻率），是DSB信號的帶寬。信噪比增益：推論：由于相干解調抑制了噪聲中的正交分量，使得噪聲功率減半，故雙邊帶信號解調器的6.1模擬幅度調制系統的噪聲性能輸出信噪比比輸入信噪比改善了一倍。

3.單邊帶(SSB)信號：設解調器輸入信號為：則解調器輸出信號與噪聲為：；

輸出信號平均功率為：輸出噪聲平均功率為：輸入噪聲平均功率為：6.1模擬幅度調制系統的噪聲性能其中:（為基帶信號的截止頻率），是

SSB信號的帶寬。信噪比增益：推論：(1)由于相干解調同等抑制了信號和噪聲中的正交分量，使得信號和噪聲的功率都減半，故單邊帶信號解調器的輸出信噪比與輸入信噪比相比沒有改善。

(2)盡管，但并不能說明雙邊帶系統的抗噪聲性能優于單邊帶系統，而是兩種系統實際上具有相同的抗噪聲性能：6.1模擬幅度調制系統的噪聲性能由于，所以在相同的和：

4.調幅(AM)信號：

AM信號的解調可以采用相干解調和包絡檢波；相干解調時其分析方法與前面兩種系統相同，而實際系統中多采用包絡檢波法。設解調器輸入信號為:6.1模擬幅度調制系統的噪聲性能其中A為直流分量，m(t)為交流分量，且解調器輸入信號與噪聲為：

其中二者的合成包絡為：

6.1模擬幅度調制系統的噪聲性能討論：(1)大信噪比情況：則：所以輸出信號功率和噪聲功率為：信噪比增益為；

6.1模擬幅度調制系統的噪聲性能

注：在大信噪比情況，采用相干解調時的性能與采用包絡檢波時的性能幾乎一樣，但此時的G不受信號與噪聲相對幅度假設條件的影響。

(2)小信噪比情況：

則：

其中r(t)和θ(t)分別是噪聲的包絡和相位。

推論：小信噪比情況，信號與噪聲無法分開，且有用信號湮沒在噪聲中。此時的輸出信噪比不是按比例的隨輸入信噪比下降，而是急劇惡化，即發生門限效應；而開始出現門限效應的輸入信噪比即為門限值。

6.1模擬幅度調制系統的噪聲性能

6.2模擬角度調制系統

的噪聲性能調頻信號的解調通常采用鑒頻法，接入帶通限幅器是為了消除接收信號在幅度上可能出現的畸變。調頻信號的噪聲性能：

(1)大信噪比情況：設解調器輸入信號為：解調器輸入端信噪比為：解調器輸出端信噪比為：

注：其中

6.2模擬角度調制系統

的噪聲性能當（窄帶調頻）時：；當（寬帶調頻）時：；信噪比增益：推論：①在AM調制系統中，由于信號帶寬是固定的，因而不能利用傳輸帶寬換取信噪比的改善；在窄帶調頻時，其帶寬也是固定的，而其抗噪聲性能與AM調制系統相差也不大。②在寬帶調頻時，其抗噪聲性能比AM調制系統優越，且其優越程度將隨傳輸帶寬的增加而增加，亦即以傳輸帶寬換取通信質量的改善。6.2模擬角度調制系統

的噪聲性能當時：

(2)小信噪比情況：如圖所示：當輸入信噪比低于某一門限（一般取a=10dB）時，FM解調器將出現門限效應，隨著輸入信噪比的繼續降低，解調器的輸出信噪比將急劇惡化，甚至比AM系統還差。在實際中，常用鎖相環路鑒頻法及調頻負回授鑒頻法改善門限效應；或者采用“預加重”和“去加重”技術來改善解調器的輸出信噪比。6.2模擬角度調制系統

的噪聲性能

WBPM單音頻調制時:6.3二進制PCM系統的噪聲性能量化噪聲和信道噪聲大信噪比:忽略由誤碼引起的噪聲影響小信噪比:輸出信噪比與誤碼率成反比6.4無碼間串擾基帶系統的噪聲性能本節討論無碼間串擾的條件下，噪聲對基帶信號傳輸的影響，即計算噪聲引起的誤碼率。一、幾個函數Q函數誤差函數互補誤差函數6.4無碼間串擾基帶系統的噪聲性能二、二進制數字基帶系統的誤碼率x(t)=r(t)+nR(t)r(t)=d(t)*h(t),nR(t)=n(t)*gr(t)6.4無碼間串擾基帶系統的噪聲性能設基帶傳輸系統無碼間干擾，信道等效加性噪聲是均值為零、方差為的高斯白噪聲，發送雙極性基帶信號，則抽樣判決器輸入信號樣值為：所以當發送“1”時，過程的一維概率密度為：當發送“0”時，過程的一維概率密度為：6.4無碼間串擾基帶系統的噪聲性能如圖所示：

若取判決門限為，則將“1”錯判為“0”的概率及將“0”錯判為“1”的概率分別如陰影部分所示：6.4無碼間串擾基帶系統的噪聲性能若發送“1”的概率為P(1)，發送“0”的概率為P(0)，則系統的總誤碼率為：通常，把使總誤碼率最小的判決門限電平稱為最佳門限電平：若P(1)=P(0)=0.5，則最佳門限電平為：6.4無碼間串擾基帶系統的噪聲性能此時系統的總誤碼率為：顯然，系統的總誤碼率依賴于信號峰值A與噪聲均方根值之比（比值越大，則總誤碼率越小），而與所采用的信號形式無關。若采用單極性波形，則系統的最佳門限電平和總誤碼率將分別變成：6.4無碼間串擾基帶系統的噪聲性能其中A是單極性基帶波形的峰值。三、與誤碼率有關的因素·信號功率越大，Pe越小。·噪聲功率越小，Pe越小。6.5最佳基帶傳輸系統的噪聲性能最佳基帶系統的設計原則：

保證系統是抽樣點無碼間串擾的系統；

保證收發匹配。理想信道：對信號衰減為1，噪聲為加性高斯白噪聲的信道模型。

（E=STs為接收信號碼元的能量）6．6二進制數字調制系統的噪聲性能

通信系統的抗噪性能是指系統克服加性噪聲影響的能力。在數字通信系統中，衡量系統抗噪性能的重要指標是誤碼率，因此，分析二進制數字調制系統的抗噪性能，也就是分析在信道等效加性高斯白噪聲的干擾下系統的誤碼性能，得出誤碼率與信噪比之間的數學關系。條件：信道特性是恒參信道，在信號的頻帶范圍內其具有理想矩形的傳輸特性；噪聲為加性高斯白噪聲，其均值為0，方差為；二．2ASK系統的抗噪性能

1．非相干解調(包絡檢波)

BPF包絡檢波y(t)

抽樣判決低通V(t)cp(t)a-at

sm(t)設，且包絡檢波及低通的增益為1，則：

式中，是一個功率的瑞利分布隨機變量。

f0(v)f1(v)P10V*avP01發“1”和發“0”時V(kTs)的分布、分別為：廣義瑞利分布如圖：

（設“1”、“0”等概，下同）

Pe最小時門限為最佳的限V*，顯然V*應滿足

是BPF輸出信號的信噪比；

2ASK系統中應滿足r>>1要求，此時：

當r→∞，上式的下界為2．相干解調

yi(t)BPF

LPF

抽樣判決cosωctV(t)cp(t)y(t)設LPF增益為2,在一個碼元的時間間隔Ts內，發送端輸出的信號波形sT(t)為：

則：

是一個均值為0功率為的正分布隨機變量。

f0(x)f1(x)Vdxf(0/1)f(1/0)利用基帶系統的結論，當發送的二進制符號“0”和“1”等概時，可得：

式中，為BPF輸出信號的信噪比；

大信噪比:三．2FSK

1、非相干解調：

BPF1BPF2

檢波

檢波低通

低通抽樣判決V1(t)V2(t)cp(t)y1(t)y2(t)若在（0，Ts）發送“1”信號，則上下支路兩個帶通濾波器的輸出波形及包絡分別為：

V1f(V2)p(V1<V2)V2

在2FSK信號的解調器中，判決是對上下兩路包絡的抽樣值進行比較，即：當V1(t)的抽樣值V1大于V2(t)的抽樣值V2時，判決器輸出為“1”，此時為正確判決；當V1(t)的抽樣值V1小于V2(t)的抽樣值V2時，判決器輸出為“0”，此時為錯誤判決，錯誤概率為：

令

（“1”、“0”等概）

2、相干解調：

BPFBPFLPFLPF

抽樣判決cosω1tcosω2tV2(t)V1(t)yi(t)y1(t)y2(t)發送端產生的2FSK信號可表示為：

其中：

在（0，TS）時間間隔，信道輸出合成波形yi(t)：

假設在（0，Ts）內發送“1”信號，則

設：、的統計特性相同：均值為0、方差為的高斯隨機變量，

同理

在大信噪比條件下，即r>>1時，Pe≈（“1”、“0”等概）四．2PSK（相干解調）

BPF

LPF

抽樣判決cosωctV(t)cp(t)為高斯分布隨機變量，均值為0方差為

2PSK系統的總誤碼率Pe為Pe=P(1)P(0/1)+P(0)P(0/1)=（r>>1）五．2DPSK

1相干解調

2PSK解調TSbkbk-1ak一般2差分相干解調

假設發送符號“1”，且前一個時刻發送的也是“1”，則帶通濾波器輸出y1(t)和延遲器輸出y2(t)為：

BPFTsLPF抽樣判決位同步y1(t)cdey2(t)cp(t)低通濾波器的輸出在抽樣時刻樣值為：

若x>0判決為“1”——正確判決；若x<0判決為“0”——錯誤判決；

同理可以求得將“0”符號錯判為“1”符號的概率P(1/0)=P(0/1)，即

P(1/0)因此，2DPSK信號差分相干解調系統的總誤碼率Pe為P(0/1)6.7二進制最佳接收：研究如何從噪聲中最好的提取有用的信號“最佳”是相對的，相對某一準則而言.最大輸出信噪比6.7.2匹配濾波器一、匹配濾波器最佳線性濾波器的設計有兩種準則：一是使濾波器輸出的信號波形與發送信號波形之間的均方誤差最小，由此導出的最佳線性濾波器稱為維納濾波器；另一種是使濾波器輸出信噪比在某一特定時刻達到最大，由此導出的最佳線性濾波器為匹配濾波器。在數字通信中，匹配濾波器具有更廣泛的應用。

分析模型如圖所示，設輸出信噪比最大的最佳線性濾波器的傳輸函數為H()，濾波器輸入信號與噪聲的合成波為：；式中，s(t)為輸入數字信號，頻譜為S()；n(t)為高斯白噪聲，其雙邊功率譜密度為n0/2。濾波器輸出：y(t)=s0(t)+n0(t)；式中，s0(t)對應的頻譜為S0()。

濾波器輸出噪聲的平均功率：在抽樣時刻t0，線性濾波器輸出的SNR：

上式當且僅當：

(K為常數)時，取最大值。此時，濾波器的傳遞函數為最佳線性濾波器的傳遞函數，除相乘因子Ke-jt0外，濾波器的傳遞函數與信號頻譜的復共軛相一致，稱該濾波器為匹配濾波器。

匹配濾波器的單位沖激響應為：

(R(t)為s(t)的自相關函數)

r0max=2E/n0

[例8-1]選t0=T，則：h(t)=S(T-t)=S(t)S0(t)=S(t)*h(t)二、匹配濾波器在最佳接收中的應用

1、二進制確知信號匹配濾波器形式的最佳接收機當接入端輸入為：時，在相對于s(t)的匹配濾波器端輸出信號：（相關接收機形式）

結論：在t=Ts的取樣點上，匹配濾波器與相關接收機的結果等價。此式表明將最佳相干接收機中的相關器換為匹配濾波器，得到的接收機仍為最佳接收機，將這種接收機稱為匹配濾波器接收機。如圖二進制確知信號的匹配濾波器形式的最佳接收機。例：設到達接收機輸入端的二進制信號碼元s1(t)及s2(t)的波形如左下圖(a)、(b)所示，輸入高斯噪聲功率譜密度為n0/2(W/Hz)。(1)畫出匹配濾波器形式的最佳接收機結構；(2)確定匹配濾波器的沖激響應；(3)