1、射頻電路設計射頻電路設計信息科學與技術學院目 錄 第一章 引言 第二章 傳輸線分析 第三章 Smith圓圖 第四章 單端口網絡和多端口網絡 第五章 有源射頻器件模型 第六章 匹配網絡和偏置網絡 第七章 射頻仿真軟件ADS概況 第八章 射頻放大器設計 第九章 射頻濾波器設計 第十章 混頻器和振蕩器設計第七章有源射頻元件 7.1二極管模型 7.2晶體管模型 7.3有源器件的測量 7.4用散射參量表征器件特性 對于具有一定復雜性的電路設計在實現之前，都必須模擬為計算機輔助設計(CAD)程序的一部分，以定量評估這些電路是否達到設計規格要求。為此大量的軟件分析包提供了一大批等效電路模型，試圖復制各種分立

2、元件的電性能*己開發出特殊的電路模型，來處理一些重要的設計上的要求，諸如低頻或高頻工作、線件或非線性系統性能以及正向或反向工作模式等。 本章根據對二極管、單極和雙極晶體管的適當的等效電路來考察幾個有源器件。從固態器件物理的基礎知識自然地導出大信號(非線性)電路模型。隨后的討論將集中在模型的修改，使其線性化并改善它們在高頻下的丁作。 考慮到有不同的BJT模型，主要討論在SPLICE，ADS，MMICAD以及其他的模擬工具中得到廣泛的應用的如Ebers-Moll和Gummel-Poon模型。經常發生這樣的情況：由于所要求的屯參量很容易超過40個獨立參量，器件的制造商不可能規定所有的這些電參量而所謂

3、的SPLICE模型表示是達不到的。在那種情況下，對于不同的偏置條件和工作頻率，記錄下S參量以表征其高頻性能。在大多數情況下，這些j參量可提供給設計工程師充分的信息以完成模擬仟務。7.1二極管模型711 非線性二極管模型典型的多可調參量(large-scale)的電路模型以同樣方式處理PN結和肖特基二極管，如圖71所示由肖特基二極管方程的非線性I-V特性可得：式中發射系數n被選作為一附加參量，使模型與實際測量更趨近于一致。通常這系數趨近于1.0。圖中C為擴放電容Cd和結(或耗盡層)電容CJ的組合。結電容：其中m是結漸變系數。對于在612中所分析的突變結，此值取0.5。實際的漸變過渡情況0.2m

4、0.5.當外電壓VA超過閾電壓Vm（通常Vm0.5Vdiff(內建電壓）) ，結電容近似為 如在第6章中指出過，本式只可應用于某些正的外加電壓。擴散電容為：得總電壓：引入溫度的變化關系，發現：熱電壓：VT=KT/q反向飽和電流：7.1二極管模型其中To是一參考溫度，T0300 K(或270C)。Pt為反向飽和電流溫度系數，取3或2(PN結為3,肖特基二極管為2）。Wg(T)為帶隙能，當溫度上升時，帶隙減小，使荷電載流子較易于從價帶轉移到導帶。通常設定T=0K時為Wg(0),則帶隙能隨溫度做如下調整：如下表為在SPICE中的一些參量：7.1二極管模型712線性二極管模型在實用的所有的電路條件下，

5、都可用這種非線性模型來進行靜態和動態分析。但當二圾管工作在一特定的DC電壓偏置點上，并且圍繞此點的信號變化很小的時侯，還可開發一個線性或小信號模型。即通過在偏置點(或Q點)VQ的切線來近似指數I-V特性曲線。在Q點的切線斜率是微分電導Gd，可求出如下：線性電路模型如右：微分電容即為偏置點VQ的擴散電容當溫度改變，且偏置電流IQ保持常數時，出帶隙能Wg、飽和電流Is都隨溫度變化，偏置電壓也改變。計算結果如下表，而相應的二極管阻抗的頻率特性如上圖（DC偏置條件影響電容和電阻，從而影響AC特性。）多年來，已經開發出一系列大信號和小信號雙極和單極晶體管模型。擴展到RF-MW頻率和高功率應用的需求時，必

6、須考慮許多重要的二級效應，諸如低電流和高注入現象。故須以改進的BJT電路表述。721 大信號BJT模型靜態Ebers-Moll模型(最流行的大信號模型之一),對于理解基本的模型要求和把它擴展到更為復雜的大信號模型，以及導出大多數小信號模型，它是不可缺少的。圖74表示出一般的NPN晶體管連同在所謂注入方案下相關聯的Ebers-Moll電路模型。72晶體管模型如圖存在在正向和反向極件下連接的兩個二極管，雙二極管的Ebers-Moll方程取以下形式：二極管電流：反向的集電極和發射極飽和電流IGS、 IES與飽和電流Is關系：對于正向和反向激活模式，電路模型可以簡化：正向激活模式(VCEVCEsat=

7、0.1V,VBE 0.7V)：具有基極發射極二極管IF導電和基極集電極二極管處于反向(即VBE0V)，我們推斷：IR 0并且RIR0。這樣，基極集電極二極管和基極發射極電流源可忽略不計。反向激活模式(VCE-0.1V,VBC 0.7V。基極集電極二極管IR導電，而基極發射極二極管是反向偏置的(即VBE1 ,C C 則正如在第6章中已看到的，這個頻率與發射極集電極等時延有關。72晶體管模型最后，討論一個包括有BJT的設計方案，在這方案中貫穿以下步驟：決定偏置條件，確定作為頻率函數的輸入和輸出阻抗，并把阻抗值轉換成相關的s參量。用于這例題中的晶體管參量歸納在表73中。由MATLAB routine

8、 ex7_4.m提供計算細節。72晶體管模型72晶體管模型72晶體管模型正如在圖722(b)中看到的，即使發射極電阻和電感與模型中其他元件值比較時似乎是可忽略的，其引入卻導致在整個頻率范圍內增益的顯著下降。這再次表明在RF電路中寄生元件的影響。前面展現出從基礎的SPICE模型的己知工作條件來計算晶體管小信號參量的一種方法。即使是只研究了一個簡單的拓樸結構，這一方法可直接應用于更為復雜的內部結構，只需把它拆開成一組互相聯系的二端口網絡即可。72晶體管模型723大信號大信號FET模型模型 FET比起BJT來，具有一系列優點，但也存在某些缺點。對特定電路選擇有源器件時，應當考慮到以下與FET有關的優

9、點： 表現出較好的溫度性能o 噪音特性一般也是優良的。 輸入阻抗通常是很高的，特別適合用于前置放大器是理想的。 漏極電流與BJT的指數形式集電圾電流相比，它表現為二次泛函特性(這樣線性較好)。 頻率上限常常以一顯著的差額超過BJT的頻率上限。 功率消耗較小. 在缺點方面，經常提到的有： 具有較小的增益* 由于高的輸入阻抗，較為難于構建匹配網絡。 與BJT相比，其功率使用容量偏低. 由于新器件概念和加工的改進不斷地影響著晶體管性能的各個方面的。 72晶體管模型主要對非絕緣柵FET 的模擬，包括MESFET，常稱為GaAsFET(英文發音為gasfet)，和HEMT兩種。兩者都在第6章中討論過。圖

10、723中示有基本的N溝道、耗盡型MESFET模型(帶有負的閾電壓)連同其轉移和輸出特性。 在正向(或正常)工作模式下關鍵的漏極電流方程由64節中所闡明的分析方法得出的線性和飽和兩個區域的漏極電流，由此導出FET模型1、飽和區（VDSVGS-VT00） 式(694)給出的飽和漏極電流如下：閾電壓VT0和夾斷電壓Vp組合 Vd=VT0+Vp 代入多項式展開，取到二次項得：則傳導參量為：考慮溝道調制效應，得：其中： （第6章定義）2、線性區（0VDSVGS-VT0）同上分析得： 當VDS=VGS-VT0 即為線性到飽和的過渡，兩者的漏極電流是等同的。當VDS1 導出： 得用網絡分析儀，進行頻率掃描，

11、直到基極電流等于極電及電流，這樣得到的過渡頻率代入上式便可求出C73有源器件的測量有源器件的測量73有源器件的測量有源器件的測量上例可應用于低和中等頻率，但當頻率達到1GHz以上時，情況變得更為復雜。此時不能忽略Miller效應，必須求助于S參量的測量。見下例：73有源器件的測量有源器件的測量此例說明：一旦頻率超過此例說明：一旦頻率超過100MHz，必須考慮反饋效應。，必須考慮反饋效應。許多制造商只憑借S參量特性。利用適當的測試固定架或夾具并依靠網絡分析儀，測量在一定偏置條件和工作頻率下的S參量，這樣的處理方法大為簡化了BJT特性的確定。73有源器件的測量有源器件的測量733 場效應晶體管參量

12、的測量 由于GaAs MESFET在許多射頻電路中有突出表現，在此對它的參量提取做較為密切的考察。對于HMET，因為其電路模型相同，所以可以同時處理這兩種情況。第6章中已導出過在線性區的漏極電流的基本方程如下：MESFET和HMET的區別在于閾電壓的定義：對于飽和區：利用式(755)，由此作出漏極電流的平方根對外加柵極源極電壓VGS的變化曲線，就可容易地求出傳導參量和閾電壓VT0。73有源器件的測量有源器件的測量為得出傳導參量和閾電壓VT0一個MESFET的測量裝置示于圖731中。閾電壓是被間接確定的，通過設置兩個不同的柵極源極電壓VGS1和VGS2，而保持漏極源電壓不變，即 ，使晶體管工作于

13、飽和區。由兩次測量的結果，得出：因為假定溝道長度調制效應可忽略；因此所測量的電流接近于由式(755)給出的飽和漏極電流代入上式求得如果選取 則可簡化：73有源器件的測量有源器件的測量使用合適的測試固定架或夾具，并依靠矢量電壓表或網絡分析儀，記錄與頻率和偏置有關的4個S參量，這種測量極大地簡化了對待測器件(DUT)的特性確定。為了對基本測量過程(也是處于網絡分析儀的心臟部分)獲得有價值的通徹理解。首先研究矢量電壓表測量方法。74用散射參量表征器件特性用散射參量表征器件特性它的一般描述見圖732所示，此裝置需要有個射頻信號發生器、兩個雙向定向耦合器、晶體管偏置網絡、實物晶體管固定支架和可產生短路和

14、通路條件的配套校正元件。圖中的雙向定向耦合器的功能是把人射波與反射波隔離開。 實際的信號傳播路徑可在圖732中觀察到。這里矢量電壓表用信道A和信道B分別記錄來自有源器件輸入端的入射和反射功率。取其電壓幅值之比得出S11 。為了記錄相位角，重要的是得到一個合適的相位參考點。由于此原因，去掉DUT而引入短路，以得到相位參考點。為保證相等的路徑長度(即從信號源到信道4和從短路端到信道B)，均一傳輸線延伸器來完成必要的調節以達到零相位差。同一測試裝置也可被用來求找正向增益S21。用開關把信道B轉接到位于DUT輸出一側處的定向耦合器，這樣得到輸出與輸入電壓之比，或 S21 。此時相位調整要求用一段通路元

15、件來取代DUT，然后再次用傳輸線延伸器使信號路徑相等。其余兩個S參量，即S22和S12可通過使DUT夾具倒換，并轉接偏置網絡來進行測量。正如圖732示意的，S參量的測量與設置適當的偏置(或Q點)和信號源的頻率有關。其結果可生成一大族范圍寬廣的參量曲線。74用散射參量表征器件特性用散射參量表征器件特性雙向定向耦合器有兩個品質因數，即耦合因數cf和方向性因數df表示在主端門1或2(i=1，2）的功率對副端口3或4（n=3、4)的功率的對數比值。是指在以相等的正向和反向功率電平加到主端LJl和2的條件下，在副臂中的功率比。對高的信號分辨力，希望能有大的方向性值。定向耦合器的工作原理：參考圖733(圖

16、中示出一同軸線耦合器的剖視圖)可得到解釋。對于來自左邊穿越主臂納入射波功率，由以4分隔開的雙縫將其能量藕合到標號為4的副路徑中。在標號為3的方向上入射波不產生任何耦合，這是由于來自縫B和縫A的信號之間有1800的相位延遲，將整個波完全抵消了。但是，從DUT返回的反射波自右在端口2進入耦合器，隨后把波能量通過標號為3的副路徑耦合出去，消去所有離開端口4的波。所以，端口3提供反射波的輸出而端口4記錄下入射功率。74用散射參量表征器件特性用散射參量表征器件特性 更為常用的方法中采用網絡分析儀。這種儀器能夠處理單端口或雙端口RF網絡的幅值和相位。圖734給出了一個簡化的框圖以突出其功能性。網絡分析儀的優點在于：所有分立的功能單元(與矢量電壓表的測量過程相關聯)被合并組成單一的儀器，可對RF或MW器件進行完全自動測試。儀器的運行是由一掃頻RF振蕩器把RF信號加到定向耦合器上。在正向，參考信道R記錄入射功率波，而信道A通過定向耦合器1(DC1)提供S11參量。與此同時，通過定向鍋合器2(Dc2)記錄5m參量。把開關切換到反向，參考信道R記錄進入到DUT的端口2的入射功率，此時倍道B記錄S22而信道A給出S12。74用散射參量表征器件特性用散射參量表征器件特性這種布置允許在校正和測試條件之間實現電子轉接，可記錄